基于STC8H的電磁節(jié)能平衡車設計

吳宇涵，宦紅倫，柳玉甜

（浙江萬里學院 信息與智能工程學院 機械電子工程專業(yè)，浙江 寧波 315100）

0 引 言

兩輪直立平衡車是現(xiàn)代人用來代步的一種新型環(huán)保交通工具；但在能量節(jié)約方面仍需要更進一步的研究，同時還應保證平衡車的穩(wěn)定性。鑒于此，本文采用STC8H8K64S4U-48PIN微控制器實現(xiàn)小車的無線充電和兩輪直立并進行電磁循跡。本文利用電磁感應原理通過電磁線圈對小車上的超級電容進行充電使其獲得執(zhí)行任務所需的能源。通過速度環(huán)、直立環(huán)的串行PID控制和轉向環(huán)的并行PID控制對小車的運動狀態(tài)進行控制。通過ICM-20602芯片對小車的姿態(tài)進行解算并產生數據。將讀取的數據進行互補濾波再進行使用。通過增量式編碼器對小車的實時速度進行檢測。運用LC電路對樣機賽道的電磁引導線進行檢測以實現(xiàn)循跡功能，最后對相關信息進行處理，以PWM控制的形式將模擬信號通過驅動電路輸出至電機，實現(xiàn)對小車的控制。

1 系統(tǒng)方案設計

智能車包含了硬件系統(tǒng)和軟件系統(tǒng)，如圖1所示，由無線充電模塊、電壓管理模塊、MCU模塊、傳感器和藍牙傳輸模塊、驅動電路模塊組成。

1.1 儲能電容設計

小車使用50F×4的超級電容組供電。串聯(lián)電容組容量計算公式為：

式中：CGroup為串聯(lián)電容組的總電容量；CSimple為單個電容的電容量；N為電容組中電容的個數。電容能量儲存量為：

串聯(lián)電容組電壓為：

式中：UGroup為串聯(lián)電容組的耐壓值；USimple為單個電容的耐壓值。

結合公式（1）～（3）可以得出，在理想狀態(tài)下電容組可儲存的電容能量約為729 J；根據實驗得出，小車行駛100 m耗能約為500 J；由李東東[1]的實驗結果發(fā)現(xiàn)，當充入電壓為10 V且使用至剩余電壓為2.43 V時，消耗的電容能量為588.09 J。實驗賽道長度在20 m到80 m之間，小車行駛所消耗的能量加上電容組的自損耗能小于電容組可以使用的電容能量，所以最終采用50F×4的超級電容組為小車供電[1]。

1.2 系統(tǒng)電源設計

系統(tǒng)采用超級電容組為整車供電，但是電容組的電壓會隨電量下降而明顯下降，故采用TPS630701芯片進行穩(wěn)壓。該芯片的輸入電壓范圍為2 V至16 V，可以較好地滿足硬件需求，如圖2所示；通過AMS1117-3.3芯片將5 V轉成3 V，如圖3所示，對CCD采用5 V供電，藍牙通信、ICM20602模塊、編碼器、運放電路均采用3 V供電。

圖2 TPS630701外圍接口電路

圖3 AMS1117-3.3外圍接口電路

1.3 驅動電路硬件設計

采用超級電容組為整車供電，為了確保驅動模塊的穩(wěn)定性采用MC34063ADR對輸入電壓進行穩(wěn)壓，其輸入范圍為3 V至40 V，并穩(wěn)壓至5 V輸出。MOS驅動器采用HIP4082IBZT芯片，其輸入輸出延遲僅有55 ns到75 ns，配合LM7843構成全橋電機驅動電路。該驅動方案發(fā)熱現(xiàn)象不明顯，驅動力較強。在電壓輸入不穩(wěn)定的情況下可以實現(xiàn)電機的穩(wěn)定控制。

1.4 電磁傳感器電路（放大電路）

實驗采用20 kHz的交變電磁場作為路徑的導航信號，要對信號進行選頻放大，故使用LC諧振電路實現(xiàn)選頻（帶通電路）。電路諧振頻率[2]如式（4）所示：

式中：L為感應線圈的電感值；C為諧振電容。由于感應電動勢的頻率為20 kHz，選用10 mH的感應線圈電感，并選用6.8 nF的電容作為諧波電容。由于電感和電容的實際值和印刷值均有±20%的誤差，故要進行配對，使每組LC振蕩電路在相同位置下產生相同的感應電動勢方可使用[3]。在電感的擺放上采用兩側平行、中間“八”字的方式，便于檢測賽道上的各個要素。其電路如圖4所示。

圖4 LC諧振電路

由于傳統(tǒng)的三極管放大方案有溫漂大、靜電現(xiàn)象嚴重等問題，對信號的處理有失真的現(xiàn)象產生，所以采用了四通道的OPA4377運算放大器。由于市面上的6.8 nF電容和10 mH電感有正負20%的誤差，使得諧振頻率會分布在16 kHz到24 kHz的范圍且產生的感應電動勢有較大差別，故在電路中設計了電位器分壓電路使得產生的感應電動勢可以調節(jié)。

1.5 無線充電方案設計

常用的電能傳輸有以下三種方案：①電磁輻射式可以傳輸較遠的距離，但在傳輸過程中電場易發(fā)生衰減，且在傳輸過程中易對環(huán)境和人體產生安全隱患；②電磁感應是目前應用最多的無線電能傳輸方案，其傳輸功率大、效率高，但是傳輸距離短；③磁耦合諧振式傳輸距離較電磁感應方案遠，其傳輸效率高，但在系統(tǒng)不處于諧振的狀態(tài)下效率會嚴重下降[4]。結合實際情況，從實際的充電距離和充電效率考慮最終采用電磁感應的充電方式。

實驗采用640 kHz的發(fā)射線圈做無線電發(fā)生器，其等效電路如圖5所示；接收端采用倍壓整流的方案，如圖6所示。將電感值為14.8 μH的線圈接于無線充電電路的輸入側，諧振電容采用兩個2.2 nF電容進行并聯(lián)，通過TPS54560芯片進行降壓輸出。

圖5 無線電發(fā)生器等效電路

圖6 無線充電電路

1.6 機械結構設計

要使小車行駛穩(wěn)定且流暢，除了需要優(yōu)化軟件，機械結構的設計也是極為關鍵的。理想直立車的機械結構應是有個合適的機械中值且重心低，但是加上節(jié)能要求后還要盡可能地保證小車的質量要輕。減輕小車的質量既可以減少行駛時所消耗的能量，又使小車便于控制，做到姿態(tài)的快速響應，便于維持直立環(huán)的穩(wěn)定。重心低可以有效地減少過彎漂移的現(xiàn)象。電感前瞻長度不宜過長也不宜過短，過長會導致反應超前，過短則會引起反應不及時，所以要根據實際情況對前瞻長度進行調整。最后對小車輪胎進行處理，通過多次實驗，小車速度的上限極大程度上是由小車輪胎所決定的，輪胎要與輪轂進行固定以防止在急加速和急減速情況下輪轂空轉。此外對輪胎進行磨皮軟化處理可以極大地增加輪胎的摩擦力，防止輪胎打滑。最終的物理樣機如圖7所示。

圖7 物理樣機實物圖

2 系統(tǒng)控制方案

2.1 整體控制系統(tǒng)設計

王英杰[5]給出了直立車傳統(tǒng)的并行三環(huán)控制方式，如圖8（a）所示，并指出直立車系統(tǒng)具有非線性、欠驅動、高階次、自然不穩(wěn)定的特點。傳統(tǒng)方法中直立環(huán)與速度環(huán)并聯(lián)產生耦合，導致在車速較高時該方法的控制不穩(wěn)定。經過實際測試和分析對比，該文設計的串行行駛和串行轉向PID控制系統(tǒng)，在保持跟蹤和循跡的穩(wěn)定性、抗干擾能力以及控制精度方面與傳統(tǒng)方案相比都獲得了較大提升。由圖8（a）可以看出，傳統(tǒng)的并行控制法是將三環(huán)的輸出進行線性疊加，三環(huán)之間關聯(lián)程度較低、魯棒性差；串行PID控制法則是將速度環(huán)和直立環(huán)相關聯(lián)，將對速度的控制轉變?yōu)閷π≤囋谄胶鉅顟B(tài)下角度的調整。該控制方法與傳統(tǒng)控制方法相比響應快、振蕩小[6]。因此，對本文小車采用該控制方案，以確保在更短的響應時間內實現(xiàn)對車身姿態(tài)的控制。

圖8 直立車控制框圖

2.2 直立環(huán)控制

要使小車直立，就要對小車的電機進行控制。當小車要保持直立（穩(wěn)定狀態(tài)），小車就要保持靜止或是勻速狀態(tài)。當小車發(fā)生傾倒時，為了保持車身穩(wěn)定，車輪要向傾倒方向做加速運動，這樣小車就會受到額外的慣性力且方向與傾倒方向相反，大小與加速度成正比，如圖9所示。

圖9 小車直立狀態(tài)下的受力分析圖

根據該原理得出PD控制方程：

式中：θBias為角度偏差值；θAngle為當下測量的角度；θMed為機械中值角度；ωy為小車在XZ平面上的角加速度；PWM_Out為最終的輸出值；Kp為比例系數；Kd為微分系數。但是ICM20602模塊所得到的值無法使用反三角函數直接求得，在靜態(tài)情況下加速度計求出的角度值有毛刺，在動態(tài)情況下加速度計所求出的值則會有較大誤差。通過角加速度積分所得的角度在短期內可以較好地反映角度變換，但是隨著時間的推移就會產生大的偏差。為了能夠較好地擬合智能車的角度變化曲線，本文采用了互補濾波的方式[7]，方程如下：

式中：θg為陀螺儀積分所得角度；θm為加速度計通過反三角函數所得角度；ax、az分別代表小車在X軸和Z軸上的加速度；d為互補系數。最終式（9）中得到的角度輸出在式（7）中作為θLast輸入。對兩個角度進行互補濾波后可以得到圖10。其中黑色曲線為θm角度，灰色曲線為互補濾波后所得角度?？梢钥闯?，經過互補濾波的角度無毛刺且?guī)缀鯖]有過沖現(xiàn)象，跟隨性較好。表明該算法在小車運行相對穩(wěn)定的情況下可以較好地擬合角度變化曲線。

圖10 靜態(tài)角度跟隨對比圖

2.3 速度環(huán)控制

速度環(huán)控制主要是對小車的行駛速度進行控制。通過直立環(huán)知道在勻速行駛情況下，當小車的傾斜角度偏離機械中值時小車就會通過加減速去維持平衡，所以可以將由編碼器返回的值和角度做關聯(lián)并輸出一個角度值到直立環(huán)，以達到對小車的速度進行控制的效果。傳統(tǒng)的速度環(huán)使用的是比例與積分相結合控制，積分環(huán)節(jié)可以去除穩(wěn)態(tài)誤差，使最終速度可以達到預設值；但是積分環(huán)節(jié)的參數調節(jié)過于復雜，大了容易產生振蕩，小了調節(jié)速度就會變慢。使用純比例控制會有誤差產生，使實際速度和期望速度有一定偏差，但是在可接受范圍內且可以很好地完成任務，所以最終采用純比例控制。在實際運用中采用左右編碼器的返回值相加求平均作為小車的實時速度，并對速度進行低通濾波處理，防止異常數據的產生對小車的姿態(tài)產生較大的影響。相關公式如下：

式中：VErr為實時速度與預設速度的差值；Vl和Vr分別為左右輪的實時轉速；V為預設的期望速度；ErrLowout為經過低通濾波處理后的差值；φErr為輸出的角度偏差值；Gyroy為小車在XZ平面上的角加速度。式（11）中的ErrLowout作為下次的ErrLast輸入，最后將由速度環(huán)得出的角度偏差值代入到式（6）中實現(xiàn)速度環(huán)和直立環(huán)的串級控制。公式如下：

2.4 轉向環(huán)控制

在實驗中主要采用電感采集賽道中的交變電場產生的感應電動勢來實現(xiàn)循跡的功能。傳統(tǒng)的轉向環(huán)算法有差值法、歸一化法和比值法。但是根據實驗和相關資料可知，使用差比和的計算方法可以在小車循跡時既保證速度的穩(wěn)定又可以實現(xiàn)過彎內切而飛出[8]。

首先，要對電感的采集值進行防脈沖平滑濾波，該濾波可以有效克服因偶然因素引起的波動干擾。由于單個電感僅采集12次數據，所有電感的數據采集和計算均可在一次控制周期內實現(xiàn)（5 ms進行一次轉向環(huán)控制），所以可以實時地反映小車所行駛道路的變換狀況。其公式如下：

式中：Filterout為濾波后感應電動勢模擬量；FilterCol為電感采集感應電動勢模擬量；FilterMax和FilterMin分別表示12次電感值采集量中的最大值和最小值。

然后，對感應電動勢的模擬量進行差比和計算，將所得值進行比例濾波，對小車在賽道上的過彎方式進行控制。傳統(tǒng)的差比和算法對于偏差的擬合僅僅局限于感應電動勢的返回值。然而，在實際行駛情況中如果僅根據電感的差比和偏差輸出值進行過彎轉向，還是會出現(xiàn)由于過彎速度不穩(wěn)定所導致的飛出彎道現(xiàn)象。根據相關文獻，最終將傳統(tǒng)差比和的輸出值進行一元三次函數處理并保留一次項和三次項，函數圖形如圖11所示。

圖11 不同算法下偏差值與輸出值圖像

從圖中可以看出，與之前的差比和輸出相比，經過數學處理的偏差輸出值在小偏差輸入時有減益效果，但在大誤差時有增益輸出的效果，結合實際就是小車在行駛直道時會進行微調，極大地減少了直道抖動情況的出現(xiàn)。但在彎道時會有較大的偏差輸出，所以過彎靈敏。最后在輸出時與速度做關聯(lián)，并采用比例微分控制便可達到理想的控制效果[9]。公式如（14）所示：

式中：VCar為小車實時速度；φBias為轉向環(huán)輸出的偏差值；ωz為XY平面上的角加速度。

最終將速度環(huán)、直立環(huán)、轉向環(huán)結合以實現(xiàn)控制目的，其程序框圖如圖12所示。

圖12 速度環(huán)、直立環(huán)、轉向環(huán)結合程序框圖

3 結 語

本文提出了基于STC8H8K64S4U-48PIN芯片的兩輪節(jié)能智能車設計方法，所闡述的節(jié)能方案具有通用性，可用于其他需要節(jié)能的產品。本文設計的直立車著重于小車的控制方式和電路的設計；與傳統(tǒng)兩輪直立車[10]相比，添加了節(jié)能模塊，同時改進算法使其在控制上更加穩(wěn)定。通過不斷地測試和修改，在提升小車速度的同時，仍然能夠保持穩(wěn)定性，從而使其很好地完成指定行駛任務。