數字化超聲波電源的設計與研究

鄧孝祥 王雅琳 陶 旭

（黑龍江科技大學電氣與控制工程學院，黑龍江 哈爾濱 150022）

0 引言

眾所周知，如今超聲波電源對人們的生活有很重要的作用，尤其是在工業、農業以及醫療方面，超聲波電源可以發揮至關重要的作用，也對人們的生活有很大的幫助。超聲發射設備一般由超聲電信號發生器、超聲匹配電路及超聲換能器組成。匹配電路主要是為了使超聲波電源達到最大的輸出功率狀態，當阻抗匹配得當時，電路達到諧振狀態，輸出功率達到最大。當阻抗不匹配時，輸出功率低，整個電路的效率也會降低。如何設計超聲波電源匹配電路使其達到諧振狀態一直是設計超聲波電源的難題。因此，該文主要針對超聲波電源匹配電路問題，對有關小型超聲波電源的設計進行研究[1]。

1 超聲波電源諧振網絡系統模型

超聲波電源諧振網絡系統結構如圖1所示。圖1中，諧振網絡電路由3個部分構成即匹配電感Ld、匹配電容Cd以及超聲波換能器。其中，Uin表示輸入交錯buck直流電壓；id表示流過匹配電感Ld的電流。VT1~VT4表示全橋逆變電路開關管；VD1~VD4表示開關管內置二極管；Ld表示匹配電感；Cd表示匹配電容。在前端輸入直流電壓Uin，由開關管（V1、V2）、二極管（D1、D2）以及電感（L1、L2）構成交錯buck電路，在電路中主要發揮調壓的作用，當電網輸入電壓經過整流橋整流后得到直流電壓，通過改變交錯buck的占空比，使輸入逆變器的電壓可以隨著換能器所需要的輸出電壓進行調節。由VT1~VT4構成全橋逆變電路，將經過交錯buck調節后的直流電壓逆變成高頻交流電，再經過高頻變壓器，Ld、Cd流入超聲波換能器，全橋逆變電路的頻率應與換能器頻率保持一致，使換能器達到諧振狀態，從而使換能器開始工作，超聲波的工作效率達到最大[2]。

圖1 超聲波電源系統模型

2 諧振網絡匹配與計算

匹配電路電感電容設計如下。

匹配電路中，電感和電容的匹配方法一直是研究超聲波電源的難題。在以往的研究中，對電感和電容都有特殊的匹配方法，以調節輸出電壓的穩定性，并且與換能器的工作頻率保持一致，使其達到最大輸出功率，上述都是匹配電路時應該考慮的問題。超聲波換能器普遍為感性負載，因此要對匹配電容的容值進行精密計算，從而補償感性負載。匹配電路有2種，即串聯等效電路和并聯等效電路[3-5]。

2.1 換能器串聯匹配電路

換能器的串聯匹配電路如圖2所示。

如圖2（a）所示，超聲波換能器等效電路由Lm、Cm、Rm以及C0來代替，其中Lm為換能器動態電感，Cm為換能器動態電容，Rm為換能器動態電阻，C0為換能器靜態電容。如圖2（b）所示，當換能器諧振時，動態電容Cm和動態電感Lm諧振等效于動態電阻Rm。

圖2 換能器串聯匹配電路

負載的等效電路阻抗Z如公式（1）所示。

式中：R為阻抗Z的電阻值；j為虛數；X為阻抗Z的電抗；ω為諧振角頻率。

等效輸入阻抗如公式（3）所示。

式中：R為阻抗Z的電阻值。

串聯匹配的電容大小如公式（4）所示。

由公式（4） 可知，串聯匹配能使換能器等效阻抗呈純阻性，且輸入阻抗值減少，從而實現阻抗匹配的目標。

2.2 換能器并聯匹配電路

換能器并聯匹配電路如圖3所示。

圖3 換能器并聯匹配電路

負載的等效輸入導納Y如公式（5）所示。

式中：Ld1為并聯匹配電感。

并聯匹配電容Cd1如公式（7）所示。

由公式（7）可知，等效輸入阻抗不變，與串聯匹配電感相比，電流要小很多。

對上述2種靜態阻抗中的串聯和并聯匹配網絡進行分析，當信號頻率滿足于時，LmCm支路產生串聯諧振（ω1為串聯諧振頻率）；當信號頻率滿足公式（8）時，Lm、Cm支路與C0產生并聯諧振（ω2為并聯諧振頻率）。

當ω<ω1時，電路系統中換能器呈容性；當ω1<ω<ω2時，電路系統中換能器呈感性；當ω=ω2時，電路系統中換能器呈純阻性，電壓與電流的相位一致[6]。

通過比較2種靜態阻抗匹配的方式可知，并聯匹配輸入阻抗較大，不能實現阻抗變化，需要的電感量遠大于串聯匹配，且濾波效果不佳。而串聯匹配輸入阻抗小，能減少內阻的消耗，提高效率，電感量比并聯匹配要小很多，具有濾波和調諧的功能，最終靜態阻抗匹配選擇串聯匹配電感的方式。

3 仿真驗證

為了驗證該方案的可行性，利用仿真軟件Matlab/SIMULINK建立了超聲波電源的系統仿真模型。驗證了數字化超聲波電源的可行性。換能器等效電路參數如下：靜態電容C0=10 nF，動態電容Cm=0.4 nF，動態電阻Rm=15 Ω，動態電感Lm=195 mH，串聯諧振頻率為17 kHz。匹配電路阻抗匹配參數如下：匹配電感Ld=200 μH，匹配電容Cd=500 nF。

振網絡系統穩定運行時，變壓器二次側輸出電壓與流過電感電流的波形如圖4所示。在諧振時，變壓器二次側輸出電壓與流過電感電流的相位角相同。當增加開關管的開關頻率時，變壓器二次側輸出電壓與流過電感電流的相位角會發生變化，流過電感的電流波形滯后于變壓器二次側輸出電壓90°。當減少開關管的開關頻率時，流過電感的電流波形滯后于超前變壓器二次側輸出電壓90°（相位差）。在諧振狀態下，流過電感的電流處于最大狀態，且隨頻率增大或減少，電感的電流值和相位以諧振電流波形對稱遞減和相移，直至相位角相差90°時，電流呈平穩狀態，且相位角不再變化。

圖4 變壓器二次側輸出電壓與流過匹配電感電流SIMULINK仿真波形

當諧振網絡系統穩定運行時，超聲波換能器輸出電壓與流過超聲波換能器的電流的波形如圖5所示。在任意開關頻率下，超聲波換能器輸出電壓相位滯后流過超聲波換能器電流波形相位90°，相位差不會因頻率增加或降低而發生改變。

圖5 超聲波換能器輸出電壓與流過超聲波換能器電流SIMULINK仿真波形

由波形圖可知，只有當頻率達到諧振點時，超聲波換能器輸出電壓與流過超聲波換能器的電流達到最大值。頻率高于諧振頻率或低于諧振頻率時，超聲波換能器的輸出電壓與流過超聲波換能器的電流逐漸遞減。

4 實驗分析

為了進一步驗證數字化超聲波電源的工作原理，此處通過搭建實驗平臺，對數字化超聲波電源進行測試，測得超聲波換能器的輸出電壓與輸出電流的實驗波形。實驗參數如下：輸入電壓為交流220 V，輸出功率4 kW，匹配電感Ld=200 μH，匹配電容Cd=500 nF，開關頻率17 kHz。

圖7是換能器諧振狀態下的變壓器二次側的輸出電壓與流過電感電流的波形。從圖7中可以看出，在輸入電壓為220 V、諧振頻率為17 kHz且匹配網絡串聯電感量為200μH時，輸出電壓與電流諧振時具有良好的同相位狀態，結果與仿真結論一致。

圖7 變壓器輸出電壓與流過匹配電感電流實物波形

圖8是超聲波換能器輸出電壓與流過超聲波換能器電流的波形，諧振頻率大約為17 kHz。從圖8中可以看出，當電路工作為諧振狀態時，輸出電壓和輸出電流達到最大值。換能器的輸出電壓滯后于輸出電流的波形與仿真得出的結論一致。

圖8 換能器輸出電壓與流過換能器電流實物波形

5 結語

該文設計了一款數字化超聲波電源，通過電路的基本原理分析，搭建了仿真模型以及實驗平臺，研究諧振狀態下匹配電路的設計。實驗數據表明，在諧振狀態下，輸出電壓與輸出電流達到最大值，換能器在最大輸出功率且電路的效率達到最高。通過觀看波形可以有效地確認超聲波電源的諧振頻率，該數字化超聲波電源取得了良好的使用效果。