基于不固定直流母線電壓分段控制的新型DC/DC電流前饋控制方法

劉偲艷

(光伏發電系統控制與優化湖南省工程實驗室，湘潭 411104)

0 引言

并網逆變器作為交流電網與光伏電站之間能量轉換的關鍵設備，對光伏發電系統的工作效率、輸出側電能質量起著至關重要的作用。近年來，兩級式非隔離并網逆變器得到了廣泛應用，其前級為高頻DC/DC變換電路，可實現對直流電壓的調節；后級為DC/AC全橋逆變電路，用于控制并網電流與電網電壓同頻同相[1]。在該類并網逆變器現有的控制策略中，大部分是采用固定母線電壓的方式，也就是使前級高頻DC/DC變換電路、后級DC/AC全橋逆變電路均工作在高頻狀態，但這樣既會增加非隔離型電路系統的開關頻率，也會增加電路系統的開關損耗[2]。

針對前級高頻DC/DC變換電路的高開關頻率和高開關損耗問題，研究學者提出了多種解決方法。文獻[3]提出了一種動態休眠控制策略，能較好地降低開關損耗，并延長開關器件的工作壽命；文獻[4]采用軟開關控制方式提升了光伏發電系統的工作效率；文獻[5-7]均為采用固定母線電壓的方式，較好地提升了光伏發電系統的工作效率；文獻[8]對光伏逆變器的效率提升方式進行了綜述；文獻[9-10]采用固定母線電壓的方法，并采用分段法對變換器進行了控制。

當直流側電流的諧波含量較高時，容易導致太陽電池在最大功率點附近出現功率震蕩[11]，影響最大功率點跟蹤(MPPT)的跟蹤作用，會增加非隔離型電路系統損耗。為了減小直流側DC/DC電流的諧波含量，文獻[12]采用了增大直流母線電容值的方法，但該方法一方面會增加非隔離型電路系統的成本，另一方面容易因為電解電容體積的增大，而縮短電解電容的壽命，并且該方法對于電流的二次諧波抑制效果有限。文獻[13]采用了提高二倍頻(2f0)處環路增益的方法，該方法對于直流側脈動起到了較好的抑制效果。文獻[14]通過選擇合適的控制參數提高了抑制諧波的能力，但改善效果有限。文獻[15]采用了電感電流前饋的控制方法，該方法能較好地抑制電流的二次諧波，但DC/DC變換器的動態性能較差。

綜上所述，為減少前級高頻DC/DC變換電路中工作在高頻狀態下功率控制開關的數量和時間，本文提出了一種不固定直流母線電壓分段控制策略。該策略是根據直流側輸入電壓與交流側輸出電壓的關系來改變非隔離型電路系統的工作模式，即采用升壓斬波工作模式或全橋逆變工作模式，每種工作模式只有一級(前級或后級)工作在高頻狀態，另外一級工作在工頻狀態，如此可以大幅減少開關損耗，并提高光伏發電系統的工作效率。在此基礎上，基于抑制直流母線電流的二次諧波和改善非隔離型電路系統動態性能的雙重目標，本文還提出了串并聯虛擬電阻的新型DC/DC電流前饋控制方法。該方法可以使前級高頻DC/DC變換電路的輸出阻抗在2f0處呈高阻狀態，同時在非2f0處呈低阻狀態，具有良好地電流諧波抑制效果，同時可以改善電路系統的動態性能。

1 電路的拓撲結構及原理分析

本文所設計的非隔離型電路系統的電路拓撲圖如圖1所示，前級為帶旁路二極管的Boost電路，后級為H6電路拓撲結構。圖中：LB為Boost電路的升壓電感；DB為二極管；Dp為旁路二極管；Cc為直流側電容；SWB為高頻控制開關；SW1～SW4均為功率變換開關；SW5、SW6均為續流開關；Lf1、Lf2分別為低通濾波器的2個分離電感；Cf為濾波電容；D1、D2均為續流二極管；PV為光伏陣列。

圖1 非隔離型電路系統的電路拓撲圖Fig.1 Circuit topology diagram of non-isolated circuit system

1.1 不固定直流母線電壓分段控制策略

本文提出的不固定直流母線電壓分段控制策略的工作原理為：

1)在極限情況下，當直流側電容的輸入電壓Udc＞交流側理想的正弦輸出電壓最大值Voutmax始終成立時，與常規控制一樣，SW1～SW4均工作在高頻開關狀態，SW5、SW6均處于半個周期高頻、半個周期工頻的狀態，SWB始終處于斷開狀態，此時非隔離型電路系統處于高頻全橋逆變工作模式。

2)當交流側理想的正弦輸出電壓最小值Voutmin≤Udc≤Voutmax時，在Udc＞交流側理想的正弦輸出電壓Vout階段，SW1～SW4工作在高頻逆變狀態，SWB始終處于斷開狀態；在Udc≤Vout階段，SWB處于高頻升壓狀態，SW1～SW4處于工頻切換模式，此時非隔離型電路系統處于升壓斬波工作模式。

在有、無Dp的情況下，分別采用固定直流母線電壓控制策略與不固定直流母線電壓分段控制策略時非隔離型電路系統的開關狀態圖如圖2所示。圖中：Vin為直流側輸入電壓；Vbus為直流母線的電壓；VBoost為升壓變換電路的輸出電壓。

圖2 有、無Dp的情況下，分別采用固定直流母線電壓控制策略與不固定直流母線電壓分段控制策略時的開關狀態圖Fig. 2 Switching state diagram of fixed DC bus voltage control strategy and unfixed DC bus voltage section control strategy with or without Dp

對比圖2a與圖2b可知，不固定直流母線電壓分段控制策略可以極大地減少功率控制開關處于高頻工作狀態的數量和時間。

1.2 不固定直流母線電壓分段控制策略的MPPT工作過程

根據光伏陣列的P-V特性曲線，當光伏逆變器工作在最大功率點(MPP)時，dP/dVpv=0(P為光伏陣列的輸出功率；V為光伏陣列的輸出電壓)；當光伏逆變器工作在MPP左側時，dP/dVpv＞0；當光伏逆變器工作在MPP右側時，dP/dVpv＜0。

根據前文所述的不固定直流母線電壓分段控制策略的工作原理，假設光伏陣列的開路電壓為Vpv_open，當SWB不工作時，通過DC/AC側SW1～SW6調制，可使光伏陣列工作在MPP；當SW1～SW6不工作時，通過SWB調制，可使光伏陣列工作在MPP；理論上來說，Vpv可在0～Vpv_open之間變化。因此，常規MPPT算法在本文提出的不固定直流母線電壓分段控制策略中仍有效。

1.3 高頻全橋逆變工作模式

處于高頻全橋逆變工作模式時的非隔離型電路系統的等效電路工作原理圖如圖3所示。

圖3 處于高頻全橋逆變工作模式時非隔離型電路系統等效電路的工作原理圖Fig. 3 Working principle diagram of equivalent circuit of nonisolated circuit system in high frequency full bridge inverter working mode

從圖3可以看出，當SWB處于常開狀態時，后級DC/AC變換電路處于高頻全橋逆變工作模式。此時直流側小信號模型在增加Dp后，前級高頻DC/DC變換電路可以等效為一個簡單的1階電路系統[14]，此時不但降低了非隔離型電路系統損耗，也使電路系統更容易實現閉環補償控制。

1.4 升壓斬波工作模式

處于升壓斬波工作模式時非隔離型電路系統等效電路的工作原理圖如圖4所示。圖中：iinv為電網的電流；iLf為濾波電感的電流；iLb為升壓電感的電流。

圖4 處于升壓斬波工作模式時非隔離型電路系統等效電路的工作原理圖Fig. 4 Working principle diagram of equivalent circuit of nonisolated circuit system in boost chopper working mode

從圖4可以看出，當非隔離型電路系統處于升壓斬波工作模式時，可采用小信號模型對直流側進行等效分析。直流側的升壓電路常采用電網電流反饋法[13]進行電路控制，該控制策略中采用iinv作為控制量來控制直流側升壓電路，這樣后級DC/AC變換電路輸出的電流中存在的二次諧波易傳播至前級高頻DC/DC變換電路，導致直流側的能量轉換效率降低，還會造成并網逆變器的使用壽命縮短。

2 新型DC/DC電流前饋控制方法

基于抑制直流母線電流二次諧波和改善非隔離型電路系統動態性能的雙重目標，根據前文所述情況，本文提出了一種基于串并聯虛擬電阻的新型DC/DC電流前饋控制方法。串并聯虛擬電阻即為升壓電感支路串聯虛擬電阻和直流母線電容支路并聯虛擬電阻。

串并聯虛擬電阻的新型DC/DC電流前饋控制方法的等效電路工作原理圖如圖5所示。該電路圖忽略了并網逆變器輸出高頻脈動，將輸出側并網逆變器等效為電流源模型。圖中：Idc為直流源；I2nd為二次諧波電流源；rf為直流側電感等效內阻；Z0(s)為直流側的等效輸出阻抗；Zs(s)為升壓電感支路的串聯虛擬電阻，其目的是增加前級高頻DC/DC變換電路在2f0處的輸出阻抗；GN(s)為中心頻率為2f0的帶阻濾波器的值；icf為濾波電容電流；Zp(s)為直流母線電容支路的并聯虛擬電阻。

圖5 基于串并聯虛擬電阻的新型DC/DC電流前饋控制方法的等效電路工作原理圖Fig. 5 Working principle diagram of equivalent circuitof novel DC/DC current feedforward control method based on seriesparallel virtual resistance

為改善非隔離型電路系統的動態性能，需要使系統在非2f0處呈低阻狀態，即設計在電容兩端并聯形式為的虛擬電阻。GN(s)的傳遞函數表達式為：

式中：s為拉普拉斯變換；f為頻率。

串并聯虛擬電阻的等效控制框架圖如圖6所示。圖中：Gv(s)為電壓調節器的值；KPWM為脈寬調制器的值；Hv(s)為直流母線的電壓增益；uref為給定的電壓；Lb為升壓電感；D為升壓占空比；iD為升壓二極管的電流；ucf為濾波電容的電壓。

圖6 串并聯虛擬電阻的等效控制框架圖Fig. 6 Equivalent control block diagram of series-parallel virtual resistance

對圖6進行等效變換，即將電感電流反饋、電容電壓反饋控制方法移至電壓調節器輸出端，即可得到等效變換后的串并聯虛擬電阻的控制框架圖，如圖7所示。圖中：Lf為濾波電感的總值；rs為虛擬電阻。

圖7 等效變換后的串并聯虛擬電阻的控制框架圖1Fig. 7 Control block diagram 1 of series-parallel virtual resistance after equivalent transformation

設Zs(s)=riGBPF(s)，其中：ri為2f0處的虛擬電阻幅值；GBPF(s)是中心頻率為2f0的帶通濾波器的值。

GBPF(s)的傳遞函數表達式為：

式中：Q為帶通和帶阻濾波器的值。

將Zs(s)=riGBPF(s)代入圖7，并將圖7的電感電流反饋、電容電壓反饋控制方法改為電容電流反饋控制方法，即可得到新的控制框架圖，如圖8所示。

圖8 等效變換后的串并聯虛擬電阻的控制框架圖2Fig. 8 Control block diagram 2 of series-parallel virtual resistance after equivalent transformation

根據式(1)、式(2)可得到：

令：

將圖8的電容電流反饋控制方法改為電網電流反饋控制方法，則可以得到如圖9所示的新的控制框架圖。

圖9 等效變換后的串并聯虛擬電阻的控制框架圖3Fig. 9 Control block diagram 3 of series-parallel virtual resistance after equivalent transformation

由于Zs(s)=riGBPF(s)，所以前級高頻DC/DC變換電路在2f0處呈高阻狀態，因此對電流的二次諧波具有較好的抑制作用。同時，通過式(4)可以得到：

由式(5)可知，直流母線電容支路并聯虛擬電阻在2f0處呈開路狀態，Z0(s)不會減小；而其在非2f0處呈低阻狀態，Z0(s)會減小，非隔離型電路系統的動態性能得到了改善。

由圖9可推導出Z0(s)，其可表示為：

未引入虛擬電阻時和引入虛擬電阻后Z0(s)的幅頻特性曲線對比圖如圖10所示，計算過程中需要用到的參數如表1所示。

表1 計算過程中需要用到的參數Table 1 Parameters needed in calculation

從圖10中的特性曲線對比可以看出，在2f0處，引入虛擬電阻后的Z0(s)比未引入虛擬電阻時的Z0(s)高，這說明引入虛擬電阻后電流的二次諧波抑制效果較未引入虛擬電阻時的抑制效果好。

圖10 未引入虛擬電阻時和引入虛擬電阻后Z0(s)的幅頻特性曲線對比圖Fig. 10 Comparison diagram of amplitude-frequency characteristic curve of Z0(s) without and after introducing virtual resistance

3 仿真與實驗驗證

對非隔離型電路系統的控制方法及仿真參數進行設計，所采用的電壓調節器GN(s)的取值為其他系統參數如表1所示。

直流側輸出波形的仿真結果如圖11所示。

圖11 直流側輸出波形的仿真結果Fig. 11 Simulation results of DC side output waveform

如圖11a、11b所示，當Udc≤Vout時，Boost電路工作在高頻SPWM模式下，并網逆變器處于全橋逆變工作模式，只有一級工作在工頻狀態；當Udc＞Vout時，Boost電路不工作，并網逆變器處于全橋逆變工作模式，只有一級工作在高頻狀態。圖11c的MPPT仿真過程中并網逆變器的輸出功率變化曲線證明了本文提出的不固定直流母線電壓分段控制策略不影響MPPT工作。

不固定直流母線電壓分段控制策略與固定直流母線電壓控制策略下并網逆變器的功率轉換效率對比圖如圖12所示。

圖12 不固定直流母線電壓分段控制策略與固定直流母線電壓控制策略下并網逆變器的功率轉換效率對比圖Fig. 12 Comparison of power conversion efficiency of grid inverter between unfixed DC bus voltage section control strategy and fixed DC bus voltage control strategy

從圖12可以看出，采用不固定直流母線電壓分段控制策略時并網逆變器的功率轉換效率高于采用固定直流母線電壓控制策略時并網逆變器的功率轉換效率，特別是在并網逆變器輸出功率低時，采用不固定直流母線電壓分段控制策略的并網逆變器具有更高的功率轉換效率。

采用2 kW并網逆變器實驗平臺對本文提出的新型DC/DC電流前饋控制方法的效果進行驗證。

為了便于分析并網逆變器功率的突變情況，該2 kW并網逆變器實驗平臺的測試在Udc＞Voutmax情況下進行，設定直流母線電壓為350 V，其他參數設置如前文表1所示，死區時間設置為3 μs。功率突變時，采用傳統DC/DC電流前饋控制方法和新型DC/DC電流前饋控制方法時直流母線電壓的變化情況對比圖如圖13所示。圖中：io為交流側的輸出電流。

圖13 功率突變時，2種DC/DC電流前饋控制方法的直流母線電壓變化的對比Fig. 13 Comparison of DC bus voltage variation of two kinds of DC/DC current feedforward control methods in case of abrupt power change

從圖13可以看出，功率突變時，采用傳統DC/DC電流前饋控制方法的直流母線電壓上升了26 V，采用新型DC/DC電流前饋控制方法的直流母線電壓上升了8.5 V。

功率突變時，2種DC/DC電流前饋控制方法下的輸入電流側的二次諧波含量的對比如圖14所示。

圖14 功率突變時，2種DC/DC電流前饋控制方法的輸入電流側二次諧波含量的對比Fig. 14 Comparison of second harmonic content at input current side of two kinds of DC/DC current feedforward control methods in case of abrupt power change

從圖14的對比可以看出，傳統DC/DC電流前饋控制方法下輸入電流側的二次諧波含量為5%，新型DC/DC電流前饋控制方法下輸入電流側的二次諧波含量為1.8%。

4 結論

針對前級高頻DC/DC變換電路高開關頻率、高損耗的問題，本文提出了一種不固定直流母線電壓分段控制策略，通過減少同一時間內高頻狀態下功率控制開關的數量，提高了光伏發電系統的工作效率；然后在不固定直流母線電壓分段控制策略的基礎上，還提出了在直流母線電容支路并聯虛擬電阻、升壓電感支路串聯虛擬電阻的新型DC/DC電流前饋控制方法。該方法可使前級高頻DC/DC變換器輸出阻抗在2f0處呈高阻狀態，同時在非2f0處呈低阻狀態，能很好地抑制電流的諧波含量，并改善非隔離電路系統的動態性能。