船舶絕緣在線監(jiān)測系統(tǒng)的設(shè)計與實現(xiàn)*

楊紗紗 王 直 李紹鵬 王 宇

（江蘇科技大學(xué) 鎮(zhèn)江 212003）

1 引言

由于船舶的工作環(huán)境十分惡劣，因此船舶電力網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)很容易發(fā)生絕緣故障［1］。船舶供電系統(tǒng)一般采用IT系統(tǒng)［2］。IT系統(tǒng)是指中性點不接地或經(jīng)高電阻接地的低壓配電網(wǎng)絡(luò)［3～4］。根據(jù)IEC等相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定，當(dāng)IT系統(tǒng)發(fā)生第一次單相接地故障或絕緣電阻低于規(guī)定的整定值時，可繼續(xù)運行，但應(yīng)有絕緣監(jiān)測器發(fā)出報警信號［5～7］。

目前，用于IT系統(tǒng)絕緣檢測的方法主要有直流疊加法、單頻法、雙頻法、“S”注入法和零序電流法［8～9］。幾種檢測方法中，直流法監(jiān)測的是整個電網(wǎng)的絕緣情況，無法判斷具體的某一線路，需在各支路加裝互感器后能夠進(jìn)行選線，但是無法測量系統(tǒng)的分布電容大小。雙頻法需要給電網(wǎng)輸入兩種不同頻率的檢測信號，使得整個檢測網(wǎng)絡(luò)變得復(fù)雜，極大地降低了檢測設(shè)備工作的可靠性；“S”注入法通常用于判斷電網(wǎng)電力網(wǎng)絡(luò)的單相接地故障，無法判斷整個電力網(wǎng)絡(luò)的絕緣問題［10］。單頻法原理簡單，能同時測量出系統(tǒng)絕緣電阻和分布電容，克服了雙頻法變頻控制裝置復(fù)雜等弊端［11］。

2 在線絕緣監(jiān)測技術(shù)原理

低頻交流注入法是在IT供電系統(tǒng)的絕緣變壓器的負(fù)荷中性點注入一個低頻交流信號，通過實時監(jiān)測IT系統(tǒng)的等效絕緣電阻和分布電容，實現(xiàn)對供電系統(tǒng)整體絕緣狀態(tài)的監(jiān)測［12～14］。

在IT系統(tǒng)絕緣度下降之前，線路絕緣電阻遠(yuǎn)大于負(fù)載電阻，所以注入源的電流對絕緣電阻的影響非常微弱。同時，由于IT供電系統(tǒng)三相呈對稱性，隔離變壓器低壓側(cè)中性點與絕緣變壓器的負(fù)荷中性點之間不存在電位差，且不接地。因此，低頻注入源和負(fù)載之間沒有形成電路，不考慮在負(fù)載上產(chǎn)生電流［15］。

等效電路圖如圖1所示，其中R0為限流電阻，R，C分別為供電系統(tǒng)三相對地絕緣電阻和分布電容的并聯(lián)值，對供電系統(tǒng)進(jìn)行在線監(jiān)測時，將對電路中的A，B，C三點的電壓進(jìn)行取樣，分別為UA，

圖1 等效電路圖

UB，UC。

C點和A點的電壓差除以R0，就可以得到回路中的電流I。

B點和C點的電壓差除以回路中的電流，就可以得到R和C并聯(lián)的阻抗。

最后根據(jù)R，C并聯(lián)的公式就可以解出R和C的值。其中θ為R和C并聯(lián)阻抗的相位角。f為注入源信號的頻率。

因為式（3）計算的是三相對地絕緣電阻的并聯(lián)值，所以實際上R=R1//R2//R3。低頻交流注入法它的優(yōu)點在于能夠監(jiān)測IT系統(tǒng)中等效電容，從而可以將絕緣電阻和分布電容共同評估IT系統(tǒng)的絕緣性能。

3 系統(tǒng)硬件設(shè)計

絕緣監(jiān)測裝置的系統(tǒng)總體設(shè)計結(jié)構(gòu)如圖2所示。絕緣監(jiān)測硬件電路主要包含低頻信號源產(chǎn)生電路，A/D轉(zhuǎn)換，MCU控制單元。主控芯片采用STM32F4系列MCU，該系列芯片是集成了單周期DSP指令和FPU，可以進(jìn)行復(fù)雜的計算和控制。

圖2 系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)圖

系統(tǒng)中MCU生成兩路PWM信號控制兩片UCC21540驅(qū)動場效應(yīng)管構(gòu)成的全橋電路產(chǎn)生2.5Hz的交流信號，將其注入到IT系統(tǒng)中，經(jīng)取樣電路提取信號后放大，濾波，然后送入A/D進(jìn)行量化。A/D采集模塊采用具有并行采集八路信號能力的高精度A/D芯片ADS1278，實時采集線路的電壓和電流信號。量化后的數(shù)據(jù)通過串行外設(shè)接口（SPI）串行傳送給MCU，進(jìn)行FIR濾波。將濾波后的信號進(jìn)行分析運算，得到注入信號的頻率分量的大小和相位。

所有的測試結(jié)果通過RS485總線傳輸?shù)缴衔粰C(jī)，當(dāng)IT系統(tǒng)的絕緣電阻低于設(shè)定的閾值時，監(jiān)控裝置能夠發(fā)出報警信號。

4 軟件設(shè)計

4.1 主控程序設(shè)計

軟件設(shè)計采用模塊化的設(shè)計思路，包含信號源需要的PWM信號產(chǎn)生程序，A/D轉(zhuǎn)換程序，F(xiàn)IR濾波設(shè)計，DFT算法程序，RS485通訊程序等。系統(tǒng)上電首先進(jìn)行硬件配置，RS485初始化，A/D模塊初始化，然后產(chǎn)生兩路PWM信號輸出到信號源產(chǎn)生電路，啟動數(shù)據(jù)采集程序，將A/D轉(zhuǎn)換得到的數(shù)據(jù)進(jìn)行濾波，濾波后的信號進(jìn)行DFT計算，從而計算出系統(tǒng)的絕緣電阻和分布電容，最后將計算的數(shù)據(jù)傳給上位機(jī)。主程序流程圖如圖3所示。

圖3 主程序流程圖

4.2 FIR濾波器設(shè)計

考慮到軟件計算時間和硬件存儲空間，濾波階數(shù)不宜過多，所以將通帶適當(dāng)放寬，阻帶信號衰減設(shè)為60dB，采樣率為24K，通帶截止頻率為5Hz，阻帶截止頻率為50Hz，計算出達(dá)到設(shè)定的濾波效果最少需要1053階［16］。圖4為該濾波器的幅頻響應(yīng)。由圖4中可以看到，在50Hz及之后的頻率段信號衰減到60dB以下，有效的抑制了采樣信號中工頻信號和其它高次諧波的干擾。

圖4 幅頻響應(yīng)

為了驗證設(shè)計的濾波器的性能，用Matlab產(chǎn)生一個由2.5Hz，50Hz，350Hz頻率疊加的信號，讓其通過濾波器進(jìn)行濾波，通過觀察濾波結(jié)果來驗證濾波器的性能。如圖5、6分別為信號濾波前及濾波后的幅頻響應(yīng)及時域波形。

圖5 頻域波形

圖6 時域波形

由圖5可以看出，經(jīng)過FIR低通濾波后，注入的2.5Hz信號被保留，濾除了工頻信號和其他噪聲。

5 實驗結(jié)果分析

5.1 離線狀態(tài)下測試結(jié)果

裝置調(diào)試完成后，在離線狀態(tài)下對其進(jìn)行測試。實驗室條件下，利用電阻箱中不同阻值的電阻和不同容量的電容等效電纜的絕緣電阻和分布電容。

表1 針對電阻和電容并聯(lián)的情況進(jìn)行測試。表1記錄了當(dāng)電阻為10K和100K的情況下，并聯(lián)不同大小的電容時，電阻，電容以及兩者并聯(lián)的阻抗的相位角。表中的數(shù)據(jù)表明，當(dāng)電阻的值較小時，電容的大小對電阻的測量值影響很小，電阻的測量誤差在1%左右，電容的測量值幾乎沒有誤差；當(dāng)電阻的值較大時，并聯(lián)的電容越大，對電阻的測量值影響也越大，電阻的測量誤差最大在10%左右。

表1 R=10K和100K時并聯(lián)不同的電容

5.2 在線狀態(tài)下測試結(jié)果

離線狀態(tài)下對裝置的測試，驗證了本文提出的測量方法的正確性和可行性，但是還需要測量裝置在在線狀態(tài)的精確度和穩(wěn)定性。

表2 記錄了電容在0.1μF，1μF，和10μF這三種情況下，并聯(lián)不同電阻時的測試結(jié)果。

表2 不同電容時并聯(lián)不同的電阻

從表格中的數(shù)據(jù)可以看出，在C=0.1μF時，電阻的測量誤差最大在5%左右，電容的測量誤差為10%左右；在C=1μF時，電阻的最大誤差在8%左右，電容的誤差為9%左右；在C=10μF時，電阻的測量誤差最大為17%左右，電阻和電容的誤差為6%左右。

在線狀態(tài)下測量等效絕緣電阻和分布電容時，因為低頻交流信號是加在隔離變壓器的中性點上的，變壓器中的電感會對電容的測量精度產(chǎn)生一定的影響。因為電容內(nèi)部存在漏電阻，即等效在電容兩端并聯(lián)一個兆歐級別的電阻，實驗時將三個電容并聯(lián)構(gòu)成10μF的電容，則在電容兩端等效并聯(lián)的電阻大大減小，所以隨著測量電阻值的增大，誤差也越明顯。

6 結(jié)語

分別在離線和在線兩種狀態(tài)下對絕緣故障監(jiān)測裝置的電阻電容的測量精度進(jìn)行了測試。實驗測試的數(shù)據(jù)表明：

1）基于低頻交流注入法的測量方法切實可行，設(shè)計絕緣故障監(jiān)測裝置，能夠?qū)崟r監(jiān)測IT系統(tǒng)的絕緣狀況。

2）絕緣監(jiān)測裝置的測量精度高，穩(wěn)定性好，反應(yīng)時間小于5s，所有的測量誤差遠(yuǎn)低于國家標(biāo)準(zhǔn)。