LCP 柔性HMSAFSIW 帶通濾波器設計與實現

劉維紅,陳 元,黃 倩

(西安郵電大學 電子工程學院,陜西 西安 710121)

隨著通信系統使用頻率的不斷升高,作為其核心電子器件的濾波器倍受關注。為應對更高頻率微波器件的設計,Deslandes 等[1]在2000 年左右提出了SIW結構。隨著研究的不斷深入,研究人員提出了空氣填充的基片集成波導結構(Air filled Substrate Integrated Waveguide,AFSIW),該結構將部分基片用空氣代替,大大減小了其介質損耗[2]。由于空氣介質的引入,AFSIW 的微波特性得到了改善,但是AFSIW 仍然存在單模帶寬較窄的問題,并且加工難度較SIW 加大。為了進一步提高性能,空氣隙填充的基片集成波導(Slab Air Filled Substrate Integrated Waveguide,SAFSIW)應運而生[3],并被廣泛應用于微波電路設計。為了進一步縮小濾波器體積,出現了半模SAFSIW(HMSAFSIW)結構,該結構延續了SAFSIW優異的微波毫米波特性,同時大大減小了濾波器的體積。

高分子液晶聚合物(Liquid Crystal Polymer,LCP)是20 世紀80 年代初期發展起來的一種高性能工程材料,該材料具有優異的微波毫米波特性,并且在較寬的頻率范圍內能夠保持穩定的介電常數和較低的介質損耗[4]。同時,由于LCP 可以彎曲,因此被應用于柔性基板的加工[5-7]。

鑒于柔性LCP 材料優異的微波毫米波特性以及HMSAFSIW 高效的微波傳輸特征,本文嘗試利用LCP柔性板設計并加工了一款中心頻率11.5 GHz 的柔性HMSAFSIW 帶通濾波器。

1 HMSAFSIW 諧振腔設計

如圖1 所示,HMSAFSIW 諧振腔上下表面為金屬銅,其厚度為18 μm,中間為帶有空氣隙的LCP 介質層,其中LCP 介質層的厚度為100 μm,相對介電常數為2.9,介電損耗為0.0025[8-9]。

在前期的研究過程中發現,由于基板較薄,將所有的空氣隙聚集成一個整體,在后期加工過程中很容易導致上下金屬層短路,進而影響結構的傳輸特性。為了降低加工難度,本文將空氣隙分成如圖1 所示的不連續的縫隙,通過控制空氣縫隙的尺寸大小,就可以避免上下金屬層的短路問題。

圖1 HMSAFSIW 諧振腔結構示意圖Fig.1 Geometrical structure of HMSAFSIW resonant cavity

為了分析圖1 所示的HMSAFSIW 諧振腔結構的電磁特性,利用HFSS 仿真軟件對其本征模式進行仿真分析[10]。仿真結果表明,該諧振腔的前三個本征模式為TM010、TM110、TM210,其對應的頻率分別為8.5,13.2,17.4 GHz,三個本征模式的電場分布如圖2所示。

圖2 HMSAFSIW 諧振腔三個本征模式電場分布圖Fig.2 Simulated electric field distribution of the three eigenmodes of the HMSAFSIW resonator

通過對HMSAFSIW 諧振腔本征模分析[11],發現HMSAFSIW 諧振腔基模TM010的最強電場分布在半圓中心,并且頻率只有8.5 GHz,不能滿足本文濾波器中心頻率11.5 GHz 的設計要求。為了提高TM010模式的諧振頻率,本文在HMSAFSIW 諧振腔的中心引入了一個金屬通孔。如圖3 所示,金屬通孔的引入對TM010模式影響極其明顯,頻率從8.5 GHz 移動到10.6 GHz,諧振腔內的其他兩個高次模,沒有受到太大影響,諧振頻率仍保持不變[12-13]。

圖3 中心加載金屬通孔HMSAFSIW 諧振腔三個本征模式電場分布圖Fig.3 Simulated electric field distribution of three eigenmodes of the HMSAFSIW resonator with via hole load

2 過渡結構設計

傳統的濾波器的饋電結構主要有微帶、接地共面波導結構[14]。如圖4 所示,HMSAFSIW 濾波器的饋電單元包括微帶線到漸變共面波導,這樣可以縮小饋電結構的體積,并且由于漸變結構的存在,可以實現微帶中TEM 信號順利過渡到諧振腔內的TM 模式[15]。

圖4 HMSAFSIW 濾波器結構Fig.4 Layout of HMSAFSIW filter

圖5 給出了過渡結構引入情況下,HMSAFSIW 濾波器的電磁仿真結果。如圖所示,當引入過渡結構之后,出現了三個中心頻率分別位于11,13.4,16.8 GHz 頻段。通過比較,發現饋電結構的引入對基模TM010有較大影響,其頻率從10 GHz 上移到了11 GHz,其他兩個諧振模式中心頻率影響不大。

圖5 HMSAFSIW 濾波器的電磁仿真結果Fig.5 Electromagnetic simulated results of HMSAFSIW filter

為進一步改善濾波器通帶的傳輸特性,如圖6 所示,在HMSAFSIW 濾波器結構中加載槽線結構,并且槽線沿中心向邊緣延伸,槽線的引入主要影響兩個高頻諧振模式。

圖6 加載槽線結構的HMSAFSIW 濾波器結構Fig.6 HMSAFSIW filter loaded with slot line

本文研究了槽線不同長度情況下,濾波器的傳輸特性[16],加載槽線結構的HMSAFSIW 帶通濾波器的電磁仿真結果如圖7 所示,當槽線長度從4 mm 增加到7 mm,HMSAFSIW 帶通濾波器的下邊帶變化不是特別明顯,而上邊帶從18 GHz 下移到13 GHz。因此,通過改變槽線結構的長度,可以靈活地調整HMSAFSIW 帶通濾波器上邊帶的截止頻率。

圖7 加載槽線結構HMSAFSIW 帶通濾波器的電磁仿真結果Fig.7 Electromagnetic simulated results of HMSAFSIW band-pass filter

3 濾波器設計

表1 為加載槽線結構的HMSAFSIW 帶通濾波器相關結構尺寸,其結構如圖8 所示。圖9 為加載槽線結構的HMSAFSIW 帶通濾波器的電磁仿真結果。如圖9所示,通過在徑向加載槽線結構,在濾波器的上邊帶引入了傳輸零點,其中S11在15 GHz 和19 GHz 附近出現了兩個相鄰的傳輸零點,使得濾波器在上邊帶出現了S11小于-50 dB 的超寬阻帶,大大改善了濾波器的帶外抑制特性。

表1 加載槽線結構HMSAFSIW 帶通濾波器相關結構尺寸Tab.1 Structural parameter of the HMSAFSIW band-pass filter loaded slot line

圖8 加載槽線結構HMSAFSIW 帶通濾波器結構圖Fig.8 Geometrical structure of HMSAFSIW band-pass filter loaded slot line

圖9 加載槽線結構HMSAFSIW 帶通濾波器的電磁仿真結果Fig.9 Electromagnetic simulated results of HMSAFSIW band-pass filter loaded slot line

4 濾波器制作與測試

本文采用相對介電常數為2.9,介質損耗為0.0025,芯板厚度為0.1 mm,上下表面金屬厚度均為0.018 mm 的LCP 基板,對設計的HMSAFSIW 帶通濾波器進行實物加工,加工所得實物照片如圖10所示。

圖10 加載槽線結構HMSAFSIW 濾波器實物圖Fig.10 Photograph of the fabricated HMSAFSIW band-pass filter loaded slot line

使用矢量網絡分析儀(Agilent E5224B)對制作的HMSAFSIW 帶通濾波器進行平坦和柔性測試,如圖11所示。

圖11 加載槽線結構HMSAFSIW 帶通濾波器的(a)平坦測試和(b)柔性測試Fig.11 (a) Flat measured and (b) flexible measured of HMSAFSIW band-pass filter loaded slot line

如圖12 所示,對加載槽線結構的HMSAFSIW 濾波器的平坦和柔性測試結果進行對比。對比發現,彎曲情況下,濾波器的柔性傳輸特性和平坦條件下的測試結果一致。

圖12 濾波器平坦和柔性測試結果對比圖Fig.12 Flat and flexible measured results of the proposed filter

5 結論

基于LCP 柔性板設計并實現了一款中心頻率11.5 GHz、相對帶寬為14%的HMSAFSIW 帶通濾波器。通過在HMSAFSIW 的中心引入通孔,實現了基模向高頻的移動。同時,通過在HMSAFSIW 帶通濾波器上表面加載徑向槽線實現了高次模式的分離,使濾波器上邊帶產生了優異的阻帶特性。該濾波器的S參數曲線在柔性和平坦測試條件下保持高度一致。