LLC諧振變換器的數(shù)字均流技術(shù)研究

湯旭日，劉瀾濤，肖楠

（黑龍江科技大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，黑龍江哈爾濱，150022）

0 引言

近年來電動汽車的充電樁容量向著大功率的方向發(fā)展。由于磁性材料，半導(dǎo)體功率器件等原因，單個電源模塊的最大輸出功率可能滿足不了系統(tǒng)的功率需求，而且在大功率場合中，僅采用單個電源模塊工作的話，如果模塊出現(xiàn)問題，系統(tǒng)將不能工作。若采用多模塊并聯(lián)運行，在滿足功率要求的同時，系統(tǒng)的可靠性與冗余度也能大大提高。多模塊并聯(lián)運行組成的系統(tǒng)在負(fù)載變動時，也能可靠地運行，維持穩(wěn)定的輸出功率。然而電源模塊不能直接并聯(lián)使用，必須采取一種并聯(lián)均流技術(shù)來保證系統(tǒng)在任何時候模塊間承受的電流應(yīng)力均衡。與模擬均流技術(shù)相比[1]，數(shù)字均流能簡化硬件電路、提高系統(tǒng)抗干擾能力。此外，數(shù)字控制具有可編程性，靈活性高，因而更易于適應(yīng)新的控制方法和控制策略[2]。

通過以上分析本文提出了一種基于CAN總線通訊的數(shù)字化均流方案，以全橋LLC為主拓?fù)洌陔p環(huán)的基礎(chǔ)上引入均流環(huán)，利用TMS320F28035內(nèi)置的ECAN模塊實現(xiàn)模塊間的實時通訊，并通過MATLAB/Simulink仿真平臺驗證此方案的可行性和優(yōu)越性。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

圖1所示全橋LLC電源并聯(lián)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。本系統(tǒng)通過TMS320F28035進(jìn)行采樣控制，實現(xiàn)原邊開關(guān)管的零電壓開通，副邊整流管的零電流關(guān)斷，同時基于DSP內(nèi)置的CAN總線通訊，進(jìn)行模塊間的信息交互，實現(xiàn)并聯(lián)模塊的均流輸出。

圖1 并聯(lián)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

1.1 LLC諧振變換器

數(shù)字化，模塊化，高頻，高效，高功率密度是當(dāng)代電源的發(fā)展趨勢，作為一種軟開關(guān)拓?fù)洌琇LC諧振變換器備受關(guān)注。本文中LLC原副邊均采用全橋結(jié)構(gòu)，全橋LLC諧振變換器的拓?fù)淙缦聢D2所示，其中輸入端側(cè)為穩(wěn)定的直流電壓;開關(guān)網(wǎng)絡(luò)由S1,S2,S3,S44個MOSFET構(gòu)成，每個開關(guān)管都有體二極管和寄生電容；諧振網(wǎng)絡(luò)由諧振電感Lr，諧振電容Cr和勵磁電感Lm構(gòu)成，其中諧振電感是由實際加入電路中的諧振電感與變壓器T1原邊漏感共同組成的；整流網(wǎng)絡(luò)由S5,S6,S7,S84個MOSFET和濾波電容 構(gòu)成，輸出端側(cè)為負(fù)載。

圖2 LLC諧振變換器原理圖

LLC的基本工作原理為：開關(guān)網(wǎng)絡(luò)中S1,S2,S3,S4構(gòu)成全橋結(jié)構(gòu)，其中S1,S4的驅(qū)動信號為50%占空比不變的方波，S2,S3的驅(qū)動信號與其互補(bǔ)并帶有一定的死區(qū)時間，輸入直流電壓經(jīng)開關(guān)網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)換成方波電壓UAB，作為諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入，此信號經(jīng)高頻諧振以后輸出至整流網(wǎng)絡(luò)，將諧振電壓和電流轉(zhuǎn)變成直流電壓和電流，供負(fù)載使用，從而實現(xiàn)DC/DC變換。與傳統(tǒng)PWM變換器不同，LLC是一種通過控制開關(guān)頻率來實現(xiàn)控制輸出電壓的諧振電路。

2 并聯(lián)均流控制策略

2.1 常用的均流技術(shù)

（1）輸出阻抗法

改變各個電源模塊的輸出阻抗，盡可能使外特性曲線斜率靠近,該方法最簡單，但是均流精度低，且每個模塊必須分別調(diào)整串聯(lián)電阻，對于不同額定功率的模塊難以實現(xiàn)均流[3]。

（2）主從法

在模塊中確定一個模塊為主模塊，將其作為恒壓源，其他從模塊作為恒流源，這種均流方法精度高且易于控制，缺點是主模塊發(fā)生問題將導(dǎo)致整個系統(tǒng)無法正常運行。

（3）平均電流法

依據(jù)模塊數(shù)量求得輸出平均電流，各個模塊以此作為參考，此方法可以準(zhǔn)確均流，缺點是一旦均流母線短路或者某個模塊故障，整個電源模塊電壓將降低，系統(tǒng)將會出現(xiàn)故障[4]。

（4）峰值電流法

根據(jù)模塊輸出電流的大小確定主模塊，其他從模塊輸出向該模塊趨近，這種均流方法效果良好，技術(shù)相對成熟，易實現(xiàn)，缺點是從模塊輸出達(dá)不到主模塊，與主模塊的輸出電流一直存在誤差。

2.2 數(shù)字均流技術(shù)

綜合傳統(tǒng)的模擬均流方式的優(yōu)缺點，為了在簡化硬件電路的同時使系統(tǒng)高效穩(wěn)定且靈活的運行，本文提出了一種基于CAN總線的數(shù)字均流控制方式，將主從法和平均電流法進(jìn)行結(jié)合，通過CAN總線進(jìn)行數(shù)據(jù)的交互，這樣在精準(zhǔn)均流的同時又彌補(bǔ)了主從法和平均電流法的不足。

均流控制的基本原理:各模塊通過CAN總線將電流采樣值送至主模塊，主模塊確定模塊數(shù)量后根據(jù)這些電流采樣值計算出平均值Iav，再將此值傳回各個模塊，各模塊以此作為輸出參考值，最后經(jīng)主控芯片的數(shù)字運算進(jìn)行頻率調(diào)制[5]，調(diào)節(jié)了模塊的輸出電壓也就改變了各模塊的輸出電流。

本文的均流控制策略為在雙環(huán)控制中加入均流環(huán)，均流環(huán)的輸入是總模塊輸出電流的平均值和當(dāng)前模塊輸出的電流值，電壓環(huán)的輸入是模塊的輸出電壓和電壓給定值，電流環(huán)的輸入為電壓環(huán)輸出的PI結(jié)果，均流環(huán)輸出的PI結(jié)果和當(dāng)前模塊輸出的電流值，三者經(jīng)PI運算后，將結(jié)果送入EPWM模塊，從而改變?nèi)珮騆LC諧振電源模塊的開關(guān)頻率，這樣構(gòu)成的三環(huán)控制使得系統(tǒng)最終實現(xiàn)輸出恒壓，模塊均流。如圖3為三環(huán)控制示意圖。

圖3 三環(huán)控制原理圖

2.2.1 三環(huán)控制的小信號建模

并聯(lián)系統(tǒng)的控制框圖如圖4所示。

圖4 三環(huán)控制的系統(tǒng)框圖

圖中各個表達(dá)式的含義如下：

Gcv(s)---電壓環(huán)的傳遞函數(shù)

Gcs(s)---均流環(huán)的傳遞函數(shù)

Gcc(s)---電流環(huán)的傳遞函數(shù)

Gid(s)---頻率到輸出電流的傳遞函數(shù)

H(s)---電流信號到電壓信號的傳遞函數(shù)

Fm(s)---PFM驅(qū)動的傳遞函數(shù)

Gv(s)---頻率到輸出電壓的傳遞函數(shù)

電壓環(huán)的開環(huán)增益為：

均流環(huán)的開環(huán)增益為：

電流環(huán)的開環(huán)增益為：

整個系統(tǒng)的閉環(huán)增益可以表示為：

3 仿真驗證

根據(jù)前文分析設(shè)計出滿足全橋LLC諧振變換器的元件參數(shù)，輸入電壓Uin=650V～750V，額定輸入電壓為700V,額定輸出電壓Uo=110V，輸出電流Io=20A，各元件參數(shù)如表1所示。

表1 元件參數(shù)表

為了使兩個諧振電源模塊輸出電流存在差異，仿真中加入R1,R2作為模塊1和模塊2的輸出阻抗，其中R1= 0 .05R,R0.1R。LLC諧振變換器并聯(lián)系統(tǒng)仿真如圖5示，由于LLC是通過改變開關(guān)管的頻率進(jìn)而改變輸出電壓的直流變換拓?fù)洌员敬畏抡娌捎肧imulink中的VCO模塊完成頻率調(diào)制。

圖5 LC諧振變換器并聯(lián)系統(tǒng)仿真模型

圖6和圖7為并聯(lián)系統(tǒng)在加入均流環(huán)前后的的仿真波形，其中 為模塊1的輸出電流，Io2為模塊2的輸出電流，從仿真結(jié)果分析可知，并聯(lián)系統(tǒng)在加入均流環(huán)后，系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)時間縮短而且模塊間輸出電流誤差減小，大大提高了均流精度。

圖6 未加均流環(huán)時兩模塊的輸出電流

圖7 加入均流環(huán)時兩模塊的輸出電流

4 總結(jié)

本文首先對LLC諧振變換器的工作原理進(jìn)行了簡單介紹，基于現(xiàn)有的均流策略，提出一種基于CAN總線的并聯(lián)均流方案，通過Simulink搭建仿真模型，從加入均流環(huán)前后的仿真結(jié)果分析驗證，該方案可行。雖然當(dāng)前模塊均流已經(jīng)相對成熟，但是在均流精度以及均流速度方面仍舊有待提高。