一種低剖面的寬帶雙極化超表面天線

顧怡敏，楊雪霞

(上海大學 通信與信息工程學院，上海 200444)

0 引言

隨著射頻前端向集成化、多功能方向發(fā)展，留給天線的空間越來越小，因此需要天線具有寬帶、多極化和高增益等特點。微帶貼片天線具有結構簡單、易加工制作等優(yōu)點，然而，低剖面的微帶天線往往存在帶寬窄、增益低的缺點，限制了其應用范圍[1]。

常用于展寬微帶貼片天線帶寬的方法包括：加載疊層貼片或寄生貼片[2-3]、采用厚介質(zhì)板或引入空氣層[4-5]、容性耦合饋電[6-7]、同時激勵貼片的多個模式[8-9]和引入寄生諧振器[10-11]等。然而，這些方法通常會導致天線的剖面或尺寸增加，或降低天線的輻射效率。陳志寧教授團隊于2014年提出了超表面天線。超表面天線通過同時激勵TM10和反向TM20模，在0.06λ0的低剖面下實現(xiàn)20%以上的帶寬，并具有較高的增益[12-13]。此基礎上，研究者們相繼提出了具有更寬帶寬[14]、小型化[15-16]和雙極化[17-18]等特性的超表面天線。其中，文獻[14]的天線帶寬達到53%，但其橫向尺寸達到1.1λ0，高頻方向圖出現(xiàn)明顯旁瓣和后瓣；而文獻[17]提出的雙極化超表面天線剖面達到0.1λ0，結構復雜，帶寬僅有33%。

本文提出了一種由驅(qū)動貼片激勵的寬帶雙極化超表面天線。該天線剖面低、易共形、結構簡單，適合集成于寬帶終端。

1 天線結構與寬帶工作原理

提出的超表面天線結構及其各項結構參數(shù)如圖1所示。天線由2層介質(zhì)層和3層金屬層構成。自下而上，第1層為金屬層地。在第2層金屬層，正交的微帶線為驅(qū)動貼片饋電，以激勵上層的超表面，實現(xiàn)雙極化工作。在驅(qū)動貼片的2條非饋電邊加載了寄生條帶，以進一步拓展天線帶寬。為了提高隔離度，令微帶線略偏移饋電邊的中心，偏移量為off。第3層為超表面結構，由4×4方形貼片構成。為了拓展天線的帶寬，在超表面上額外刻蝕了4條寬度為s的縫隙。

(a) 俯視圖

該天線在垂直和水平極化分別工作在超表面天線的TM10/TM01模和反向TM20/TM02模。天線兩端口結構對稱，后文只分析激勵垂直極化端口的情況，水平極化同理。由于超表面天線可視為刻蝕數(shù)個縫隙的貼片天線，具有電容加載效應，因而其帶寬比普通的微帶貼片天線帶寬更寬。理論上，TM10模和反向TM20模的工作頻率可通過傳輸線模型計算得到。文獻[12]提出了超表面天線TM10模和反相TM20模的理論公式。通過分析縫隙加載的貼片單元的色散特性可得到超表面天線工作模式，用傳輸線模型計算TM10模和反向TM20模的工作頻率：

(1)

(2)

式中，βu為超表面單元的相位常數(shù)；βe為介質(zhì)中的相位常數(shù)；ΔL為考慮到超表面電場邊緣而引入的延伸長度；m為超表面單元數(shù)量；p=m+g，是一個超表面周期的長度。

曲線βup/π與曲線(1-2βeΔL/π)/4，(1-2βeΔL/π)/2的交點所對應的頻率分別為超表面天線的TM10模和反向TM20模的諧振頻率。超表面單元仿真模型及其色散特性曲線如圖2所示。由圖2可以看出，從傳輸線模型理論計算得到超表面TM10模和反向TM20模的諧振頻率分別為8.9 GHz和13.1 GHz。下面將以這2個模式設計寬帶的雙極化超表面天線。

圖2 超表面單元仿真模型及其色散特性曲線

2 天線設計與工作機理分析

為了進一步分析該天線的工作機理，用HFSS軟件對天線結構設計過程進行分析，如圖3所示。天線1是以驅(qū)動貼片激勵的超表面天線。正交的微帶線為貼片饋電，在超表面四邊的中心位置上各刻蝕一條寬度為s的縫隙；天線2在此基礎上使微帶線略偏移饋電邊的中心；天線3進一步引入了2條寄生條帶。

(a) 天線1

2.1 刻蝕縫隙改善阻抗匹配

超表面天線諧振在TM10和反向TM20模時的電場分布如圖4所示。當超表面工作在TM10模時，電場主要分布在天線中心。在AA′截面上，電場在中心位置出現(xiàn)一個零點。而當其工作在反向TM20模時，電場主要分布在超表面的外周。在AA′截面上，電場有2個零點，延中心呈反對稱特性，超表面中心的縫隙形成容性加載。因此，在超表面上延x，y軸刻蝕4條寬縫能調(diào)節(jié)反向TM20模的諧振頻率，而對TM10模的諧振頻率影響很小，從而能通過調(diào)整縫寬s來拓展天線帶寬。

(a) TM10模(9.1 GHz)

圖5對比了天線1的4條縫隙在不同寬度s時的反射系數(shù)曲線。當s=0.1 mm時，超表面上所有縫隙寬度相同，天線在高頻未能完全匹配，超表面TM10模和反向TM20模的諧振頻率分別為9.1 GHz和11.8 GHz，與理論計算結果基本一致。當s逐漸增大至0.7 mm時，天線的阻抗匹配帶寬向高頻拓展，TM10模的諧振頻率基本不變，而反向TM20模的諧振頻率提高，天線的帶寬逐漸增加。

圖5 S11隨縫隙寬度s變化

2.2 偏移微帶饋線以提高隔離度

由于超表面天線的電場主要分布在輻射縫隙，而位于對稱中心的微帶線產(chǎn)生的電場易耦合至上層的輻射縫隙，從而導致端口之間的隔離度較低。因此，令2條微帶饋線略偏移饋電邊的中心，能有效改善隔離度。圖6對比了在不同偏移量off下，天線的S參數(shù)的頻響特性。當off=0時，微帶線位于天線的對稱中心，隔離度僅有13 dB。當off增大，天線的反射系數(shù)基本不變，中心頻率處的隔離度逐漸提高。由于微帶線位置的偏移量off數(shù)值很小，因此不會對天線的輻射方向圖造成影響。

圖6 S參數(shù)隨微帶線位置偏移量off變化

2.3 引入寄生條帶展寬帶寬

為了進一步展寬帶寬，在矩形貼片2條非饋電邊加載了寄生條帶。圖7對比了有無寄生條帶時天線的輸入阻抗和S參數(shù)頻響特性。

(a) 輸入阻抗

從輸入阻抗可見，未加載寄生條帶時天線在9，12 GHz有2個諧振點，分別對應于天線的TM10模和反向TM20模。增加寄生條帶后，天線產(chǎn)生了3個諧振點，分別對應于9.3 GHz的TM10模、11.6 GHz的寄生枝節(jié)及12.7 GHz的反向TM20模。由于寄生條帶和反向TM20模的諧振頻率接近，二者互耦，使得反向TM20模的諧振頻率向高頻偏移，從而使天線的阻帶帶寬增加。加載寄生枝節(jié)使天線的|S11|<-10 dB帶寬從39.7%增加至44.3%。

3 天線仿真與測試結果及討論

為了驗證所提出的天線，用HFSS軟件進行仿真優(yōu)化。天線上下兩層介質(zhì)基板的厚度分別為h1=0.75 mm和h2=1 mm，均采用F4B (εr=2.5，tanδ=0.002)。天線各參數(shù)分別為：g=0.1 mm,m=4.6 mm,s=0.5 mm,Wf=1.2 mm,Wp=0.8 mm,Wd=7.2 mm,Lp=13.5 mm,off=0.2 mm。加工實物并進行測試。天線剖面為1.75 mm(0.065λ0)，橫向尺寸為25 mm×25 mm(0.86λ0×0.86λ0)。天線實物照片如圖8所示。

圖8 天線實物照片

天線的仿真和實測結果如圖9所示。由于天線兩端口結構對稱，S參數(shù)具有對稱性和互易性，滿足S11=S22，S21=S12。天線的仿真|S11|<-10 dB帶寬為44.3%，中心頻率為11.25 GHz，帶內(nèi)隔離度均大于17.3 dB。天線的實測|S11|<-10 dB帶寬為43.8%，中心頻率為10.31 GHz，帶內(nèi)隔離度大于16.8 dB。與仿真結果相比，中心頻率向低頻偏移了0.95 GHz，實測帶寬、隔離度略有減小。

實際加工的超表面單元尺寸為4.62 mm，雖然在加工誤差范圍之內(nèi)，但略大于設計值4.6 mm。當超表面單元尺寸為4.62 mm時，S參數(shù)和增益的頻響曲線如圖9所示，可以看出與測試值更為接近。介質(zhì)板的介電常數(shù)誤差、接頭的焊接等也會產(chǎn)生一定誤差。

(a) S11

仿真及測試的增益和歸一化方向圖分別如圖10和圖11所示。天線的實測增益為5.5～9.2 dBi，略低于仿真增益6.6～9.4 dBi。實測交叉極化為-14.4 dB，略高于仿真值-15.8 dB。綜上所述，該天線具有較寬帶寬，并在頻帶內(nèi)具有良好輻射特性。

圖10 天線增益的實測、仿真和誤差分析

(a) E面

4 結束語

本文提出了一種低剖面的寬帶雙極化超表面天線。利用超表面的TM10/TM01和反向TM20/TM02模實現(xiàn)寬帶雙極化特性。在超表面上額外刻蝕了4條縫隙，加載寄生條帶，并偏移微帶饋線位置，使天線的帶寬和隔離度進一步增加。對該天線進行加工測試，實測結果顯示天線的反射系數(shù)|S11|<-10 dB帶寬為43.8%(8.76～13.74 GHz)，帶內(nèi)隔離度大于16.8 dB，增益達到5.5～9.2 dBi，交叉極化優(yōu)于-14.4 dB。與仿真結果相比，實測工作頻段向低頻偏移，本文對這一誤差的原因進行了分析，考慮加工誤差后的仿真結果與測試值較為吻合。該天線的剖面僅有0.065λ0，具有結構簡單、易于集成的特點，適合集成于寬帶終端。