基于AD7799的數(shù)據(jù)校正與濾波方法

馬永軍，曹建宇，周東暉

（天津科技大學(xué) 人工智能學(xué)院，天津300457）

A/D 轉(zhuǎn)換系統(tǒng)在自動(dòng)控制領(lǐng)域中發(fā)揮著不可替代的作用。其數(shù)據(jù)采集的精度與穩(wěn)定度直接影響著自動(dòng)控制系統(tǒng)的控制性能。雖然隨著A/D 轉(zhuǎn)換芯片的位數(shù)不斷增長，A/D 轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的精度也得到了大幅度的提升。但是在A/D 轉(zhuǎn)換系統(tǒng)中，由于硬件設(shè)計(jì)、溫度漂移等原因造成的偏移誤差與增益誤差往往被忽略。其為了得到更平滑的數(shù)據(jù)而進(jìn)行的均值濾波處理往往會(huì)忽略采集數(shù)據(jù)的離散度信息，并且對于大脈沖干擾的抑制能力有限。

針對上述問題本文設(shè)計(jì)了一款基于AD7799的A/D 轉(zhuǎn)換系統(tǒng)。系統(tǒng)通過獲取兩個(gè)高精度基準(zhǔn)電壓芯片的采樣值從而計(jì)算出本系統(tǒng)的偏移誤差與增益誤差，進(jìn)而校準(zhǔn)采樣數(shù)據(jù)的值。并且通過改進(jìn)的移動(dòng)平均濾波算法，在保留原始數(shù)據(jù)離散度信息的前提下進(jìn)行限幅濾波，增強(qiáng)其抗干擾能力。

1 系統(tǒng)功能與結(jié)構(gòu)

系統(tǒng)將采集的模擬量經(jīng)過數(shù)據(jù)校正和數(shù)據(jù)濾波兩部分處理后通過串口協(xié)議發(fā)送給用戶。其中數(shù)據(jù)濾波部分通過獲取兩個(gè)基準(zhǔn)電壓源的采樣值計(jì)算出系統(tǒng)的增益誤差與偏移誤差，之后將采集的模擬量進(jìn)行校正。數(shù)據(jù)濾波部分將獲取的校正數(shù)據(jù)送入改進(jìn)的移動(dòng)平均濾波器中獲取濾波后的數(shù)據(jù)。之后將處理好的數(shù)據(jù)寫入串口緩沖區(qū)等待發(fā)送至用戶以供使用。系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 System structure block diagram

2 系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)

系統(tǒng)硬件由電源電路、A/D 轉(zhuǎn)換電路、主控制器核心電路3 部分組成。

2.1 電源電路

系統(tǒng)電源電路分為電源供電部分和基準(zhǔn)電壓部分，電源供電部分需要為主控制器和AD7799 提供驅(qū)動(dòng)能力足夠、電源紋波符合要求的恒壓電源[1]。基準(zhǔn)電壓部分需要為AD7799 提供具有出色的額定溫漂性能和精度的基準(zhǔn)電壓。

系統(tǒng)使用5 V 電源作為輸入電源。STM32 主控芯片和AD7799 芯片需要3.3 V 的數(shù)字電路電源。為此選用了LM1117-3.3 線性穩(wěn)壓芯片。該芯片能夠提供800 mA 的電流驅(qū)動(dòng)能力，能夠支持主控制器與A/D 芯片使用[2]。為了保證輸出電壓的穩(wěn)定性，在電源輸入端使用10 μF 電容進(jìn)行濾波處理，在電源輸出端使用了10 μF 與100 μF 電容并聯(lián)進(jìn)行濾波處理。數(shù)字電源供電電路如圖2所示。

圖2 數(shù)字電源供電電路Fig.2 Digital power supply circuit

系統(tǒng)使用了3 個(gè)不同的基準(zhǔn)電壓源。其中REF3025 芯片為A/D 芯片提供2.5 V 的量化基準(zhǔn)電壓。REF3012 芯片和REF3020 芯片分別提供1.25 V和2.0 V 基準(zhǔn)電壓輸入A/D 芯片的2 個(gè)通道以計(jì)算增益誤差與偏移誤差。3 個(gè)基準(zhǔn)電壓芯片均為REF系列芯片，其在0 ℃～70 ℃范圍內(nèi)的溫度漂移最大值僅有50×10-6/℃，在-40 ℃～0 ℃范圍內(nèi)溫度漂移最大值僅有75×10-6/℃。并且電流輸出能力達(dá)到25 mA，能夠滿足系統(tǒng)要求。基準(zhǔn)電壓電路如圖3所示。

圖3 基準(zhǔn)電壓電路Fig.3 Reference voltage circuit

2.2 A/D 轉(zhuǎn)換電路

A/D 轉(zhuǎn)換電路用于支持AD7799 芯片正常工作使用。SCLK，DIN，DOUT 和CS 作為控制信號(hào)與主控制器相連[3]。DVDD 使用3.3 V 電源供電、AVDD 使用5 V 電源供電。REF+與REF-引腳間提供2.5 V的基準(zhǔn)電壓。通道1 與通道2 分別提供1.25 V 與2.0 V 基準(zhǔn)電壓作為輸入，通道3 為采樣模擬量數(shù)據(jù)輸入端。A/D 轉(zhuǎn)換電路如圖4所示。

圖4 A/D 轉(zhuǎn)換電路Fig.4 A/D conversion circuit

2.3 主控制器核心電路

系統(tǒng)使用型號(hào)為STM32F103c8t6 芯片作為主控制器。其核心電路包括復(fù)位電路、下載方式選擇電路、濾波電路、晶振電路4 部分組成。

復(fù)位電路使用阻容復(fù)位方式。為主控制器上電到初始化完成提供一段時(shí)間差，并且在為系統(tǒng)提供復(fù)位功能。系統(tǒng)選用SWD 下載方式，需要將BOOT0與BOOT1 引腳下拉[4]。濾波電路保證主控制器的輸入電壓的穩(wěn)定，每一對電源輸入端使用100 nF 電容進(jìn)行濾波。晶振電路為主控制器提供基礎(chǔ)時(shí)鐘頻率。主控制器核心電路如圖5所示。

圖5 主控制器核心電路Fig.5 Core circuit of main controller

3 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

3.1 數(shù)據(jù)矯正算法

A/D 轉(zhuǎn)換系統(tǒng)誤差主要有偏移誤差與增益誤差。其中偏移誤差是指當(dāng)輸入信號(hào)為0 時(shí)輸出信號(hào)與輸入信號(hào)之間的誤差；增益誤差是指輸入信號(hào)在量程范圍內(nèi)真實(shí)斜率與理想斜率之間的誤差[5]。

在理想情況下，A/D 轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的傳遞函數(shù)如圖6 中直線L1所示[6]，其輸入與輸出的對應(yīng)關(guān)系為

式中：Vout為輸出電壓 （V）；Vin為輸入電壓（V）；Vref為基準(zhǔn)電壓（V）；N為A/D 芯片的位數(shù)；［］表示取整函數(shù)。

但是由于偏移誤差與增益誤差的影響，其傳遞函數(shù)如圖6 中直線L2所示，其輸入與輸出關(guān)系為

式中：Vout為輸出電壓 （V）；Vin為輸入電壓（V）；Vref為基準(zhǔn)電壓（V）；VOE為增益誤差（V）；VGE為增益誤差（V）；N為A/D 芯片的位數(shù)；［］表示取整函數(shù)。

因?yàn)槭剑?）中VOE，Vref，VGE和N均為常數(shù)，在忽略量化誤差后可整理為

式中：k，b均為常數(shù)。A/D 理想傳遞函數(shù)與實(shí)際傳遞函數(shù)如圖6所示。

圖6 A/D 理想傳遞函數(shù)與實(shí)際傳遞函數(shù)圖Fig.6 Ideal transfer function and actual transfer function diagram of A/D converter

通過兩個(gè)基準(zhǔn)電壓源計(jì)算出常量k與b，之后便可通過采樣值Vout校正得到實(shí)際值Vin。

3.2 移動(dòng)平均濾波算法及其優(yōu)化

傳統(tǒng)的移動(dòng)平均濾波算法將一段短時(shí)間內(nèi)的采樣值看做一個(gè)長度為N的隊(duì)列，新一次的采樣值進(jìn)行入隊(duì)操作并且移除隊(duì)首的采樣值[7]。設(shè)某一時(shí)間點(diǎn)時(shí)隊(duì)列中的數(shù)據(jù)計(jì)為xi，則此時(shí)的采樣值為

但是該方法只考慮了某一時(shí)間段內(nèi)數(shù)據(jù)的均值，所以對于大脈沖干擾的濾波效果不明顯[8]。改進(jìn)的移動(dòng)平均濾波算法引入了隊(duì)列數(shù)據(jù)的離散度進(jìn)行限幅，在保留了數(shù)據(jù)離散度信息的情況下，能夠更有效地抑制大脈沖干擾以及高斯白噪聲。

改進(jìn)的移動(dòng)濾波算法將根據(jù)原始數(shù)據(jù)隊(duì)列的離散度進(jìn)行限幅，當(dāng)新測量數(shù)據(jù)超過限幅值則使用限幅最值加入限幅隊(duì)列。原始數(shù)據(jù)隊(duì)列用以保存離散度信息，限幅隊(duì)列用于計(jì)算濾波值。限幅范圍為

式中：L為限幅值（V）；為原始數(shù)據(jù)均值（V）；σ 為原始數(shù)據(jù)標(biāo)準(zhǔn)差（V）；k為常數(shù)，表示限幅范圍系數(shù)。

4 濾波效果及分析

在理想情況下，輸入數(shù)據(jù)的噪聲符合正態(tài)分布。高斯白噪聲部分概率分布圖如圖7所示。該濾波算法限制了-kσ～+kσ 以外的高斯白噪聲。因?yàn)楦咚拱自肼曣P(guān)于μ 對稱，在-kσ～+kσ 以內(nèi)的噪聲部分總和約為0。使得改進(jìn)后的移動(dòng)平均濾波算法對于高斯白噪聲的濾波效果更好。

圖7 輸入數(shù)據(jù)噪聲概率分布圖Fig.7 Probability distribution of input data noise

傳統(tǒng)移動(dòng)平均濾波算法與改進(jìn)移動(dòng)平均濾波算法在實(shí)際數(shù)據(jù)為1.5 V，白噪聲信噪比為25 時(shí)濾波效果對比如圖8所示。其中x軸為采樣點(diǎn)，y軸為采樣電壓值。曲線原始數(shù)據(jù)表示實(shí)際采樣值，曲線傳統(tǒng)濾波算法為傳統(tǒng)移動(dòng)平均濾波器的值，曲線改進(jìn)濾波算法為改進(jìn)后移動(dòng)平均濾波器的值。由圖可見，改進(jìn)后的移動(dòng)平均濾波器擬合的曲線更接近實(shí)際值，擬合效果更好。

圖8 存在高斯白噪聲時(shí)濾波效果對比Fig.8 Comparison of filtering effects in the presence of Gaussian white noise

當(dāng)輸入數(shù)據(jù)為帶有高斯白噪聲的波動(dòng)數(shù)據(jù)時(shí)，因?yàn)楦倪M(jìn)后的濾波移動(dòng)平均濾波算法保留了原始數(shù)據(jù)的離散度信息。限幅后數(shù)據(jù)仍能反應(yīng)數(shù)據(jù)的波動(dòng)。當(dāng)輸入數(shù)據(jù)為帶有高斯白噪聲的正弦信號(hào)時(shí)濾波效果對比如圖9所示。可見改進(jìn)后的濾波器擬合曲線的能力更強(qiáng)。

圖9 正弦白噪聲時(shí)濾波效果對比Fig.9 Comparison of filtering effects in the presence of white noise in sinusoidal input

當(dāng)大脈沖干擾與高斯白噪聲同時(shí)存在時(shí)，由于改進(jìn)后的移動(dòng)平均濾波算法根據(jù)離散度進(jìn)行限幅。能夠更有效地抑制大脈沖干擾。在大脈沖干擾時(shí)濾波效果對比如圖10所示。可見，改進(jìn)后的濾波器在大脈沖干擾時(shí)性能遠(yuǎn)優(yōu)于傳統(tǒng)的移動(dòng)平均濾波器。

圖10 大脈沖干擾時(shí)濾波效果對比Fig.10 Comparison of filtering effects under large pulse interference

5 結(jié)語

本文提出了一種基于AD7799的數(shù)據(jù)校正與濾波方法。經(jīng)過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證該校正方法能夠有效校正偏移誤差與增益誤差。該濾波方法能夠有效地抑制大脈沖信號(hào)干擾。該方法能夠有效地提高在諸如智能汽車感知系統(tǒng)、智能溫濕大棚等嵌入式數(shù)字信號(hào)采集場景中的采樣精度，具有良好的應(yīng)用前景。