一種智能無線充電系統的設計

陳司函，黎 雅

（武漢理工大學自動化學院，湖北 武漢 430070）

1 研究背景

近幾年來，無線充電技術發展非常迅猛，已經在很多小型低功率等級電器方面成功實現商品化，如無線充電的電動牙刷、手表、手機等[1]。相較于有線傳輸，這些小型的電子設備采用無線充電技術可以避免充電線的頻繁插拔，避免外露通電接點，降低了觸電的風險，增加了安全性，沒必要擔心侵蝕問題，可用時長增加很多。在較高功率等級的應用中，無線傳輸電能的可用領域及前景非常廣泛，不僅可以用于小型電子設備的實時充電，還可應用于各類自動巡檢機器人以減少人工工作時長[2]，提高整個巡檢系統的工作效率[3]，此外無線充電可以在航天飛行器、地下礦井設備、部分醫療植入設備等環境較為特殊的領域發揮極大的作用，具有深遠的研究意義。

隨著無線充電在各個行業的普及，將無線充電系統智能化不僅可以提高無線充電系統的充電效率，減少了能源損耗，而且可以使同一套無線充電系統滿足在各類需求下的個性化使用，提高了無線充電系統應用的廣泛性。

2 系統整體方案設計

設計系統總體設計如圖1所示[4]，發射端采用以NE555芯片為核心搭建的硬件電路做振蕩器，產生高頻振蕩信號，此高頻振蕩信號通過D類功率放大器進行功率放大。具體方法是將高頻振蕩信號輸入IR2110驅動兩路場效應管IRF3205，產生高頻震蕩電流。此電流輸入發射線圈，發射線圈發射電磁波。

圖1 系統整體示意圖

接收端則由接收線圈接收電磁波，并通過接收電路整流濾波和電能變換后，將電場能轉化為磁場能。接收端接收到發射端的高頻交流電后，采用整流橋將交流電整流為半波波形，再并聯整流電容進一步平緩波形，之后，將整流輸出波形通過升降壓電路輸出得到可靠的轉變為直流電壓[5]。其中，采用IR2110驅動器件驅動主電路的開關器件。

系統輸出的控制思路為：測量電路采用分壓電阻測量反饋電壓、負載串聯康銅電阻接運算放大器測量反饋電流；控制電路根據測量電路的反饋信號，對驅動電路輸出兩路互補PWM，對驅動電路進行負反饋控制。這樣，輸出可調、抗擾動能力強、電壓波動的智能無線充電系統設計完成。

3 發射端電路設計

3.1 振蕩電路設計

振蕩電路設計圖如圖2所示。

圖2 振蕩電路設計

振蕩電路是由NE555外加電阻電容組成的多諧振蕩器，輸出的方波作為后級的功放驅動源。其中R1、R2和C2用來設置輸出波形的占空比及頻率。根據振蕩電路的充放電時間常數可以確定振蕩電路輸出頻率公式為：

式（1）中：A為C2的值；B為R1的值；C為R2的值。

通過改變R1、R2可以獲得所需頻率值。在實際放大功率調試中，發現功率放大電路在方波頻率為400 kHz左右時可以達到諧振。取f為400 kHz，A為100 pF，經過計算可得：B+2×C=35.75 kΩ。在實際使用中，為保持占空比接近50%，應該設置R2遠大于R1，選取R1和R2分別為1 kΩ和50 kΩ的滑動變阻器。

3.2 功率放大電路設計

功率放大電路選用如圖3所示的D類功率放大器，由于使用推挽輸出，理論上損耗非常小。場效應管柵極驅動選用IR2104驅動，只需輸入一路PWM便可輸出帶有死區時間的兩路反相信號，所加死區時間可以防止MOS管同時導通增加損耗。推挽輸出選用串聯LC諧振電路[6]，當LC電路諧振時，LC兩端相當短路，因此必須在輸出加入2個電解電容防止諧振時低側MOS管的漏極和源極短路。在實際電感和電容選取時，為獲得Q值較高的電感，電感由8圈空芯銅線圈構成，電感值為25μH。為了使無線供電裝置傳輸距離盡量遠，所選諧振頻率在400kHz左右[7]，從而由諧振頻率公式可以知道諧振電容在4 nF左右，實際選取4.7 nF。

圖3 功率放大電路設計

4 接收端電路設計

由于整流電路接收端線圈輸出的信號為與發射端線圈同頻的高頻交流信號[8]，因此需要先將接收端線圈的信號進行整流，無線線圈后接整流橋，然后并聯一個470 nF的電容對整流后的波形進一步平緩，即可輸出較為平緩的信號，供后級升降壓變換電路使用。

升降壓變換電路設計的具體情況如圖4所示，當設定的輸出電壓高于輸入電壓PVCC時，變換器將處于升壓的模式，Q1一直導通，這樣，電路拓撲即為BOOST電路，控制Q2的占空比即可調節輸出電壓的大小；當設定的輸出電壓小于輸入電壓PVCC時，變換器將處于降壓的模式，Q2一直導通，電路拓撲變換為BUCK電路，控制Q1的占空比即可調節輸出電壓的大小。這樣，變換器既實現了升降壓功能。

圖4 升降壓變換電路設計

5 采樣電路設計

采樣電路設計如圖5所示，經上述控制電路闡述中所得，為了達到最大輸出電壓12 V、限流10 A的目的，在輸出電壓12 V或輸出電流10 A時應輸出最大與主控芯片模數（A/D）轉換器采樣最大值（3.3 V）相等的采樣電壓與采樣電流值，其中電壓檢測設計思路如下：經上述主電路設計闡述中的計算所得，電壓檢測采用42 kΩ電阻及6 kΩ電阻分壓得到輸出電壓波形采樣，采用10 kΩ與3.3 kΩ分壓電阻。

圖5 采樣電路測試電路圖

采樣電壓計算值如下所示：

式（2）中：D為R1的值，kΩ；E為R2的值，kΩ；umax為最大輸出電壓，V。

經計算得，當輸出電壓為最大值12 V時，反饋電壓為3 V，小于單片機能檢測得最大量程值3.3 V，因此，此方案滿足系統電壓采樣電路設計要求。

電流檢測思路如下：由于充電端負載大小未知，而電流檢測只能與輸出負載串聯，為了在輸出穩定時不影響負載功率，串聯1 mΩ康銅電阻得到輸出電流在采樣電阻上產生的電壓值，之后對此電壓值進行放大，即可得到檢測電流值。為了實現對小信號的精確放大，采用精密運放芯片OPA177芯片作為同相放大器的放大器芯片。當過載120%時，輸出電流為12 A，得到電阻上的分壓為：uΩ=I·R=2×1×10-3V=0.012 V，同樣，為了得到最大3.3 V的采樣電流值，設計運算放大器放大倍數K=3/0.012=250，由式（3）同相放大器放大倍數計算公式取放大器兩端電阻R1、R2。

式（3）中：D為電阻R1的值，取值為1 kΩ；E為電阻R2的值，取值為249 kΩ。

則過載120%采樣電流值為：

至此，采樣電路設計完成。

6 系統軟件設計

基于無線充電的巡檢機器人系統軟件主要包括主程序設計、巡檢定位程序設計和控制中斷程序設計3大部分。軟件整體程序框圖如圖6（a）所示。

圖6 系統軟件流程圖

系統上電后，首先執行主程序任務，完成MSP430主控芯片的系統配置，初始化各個模塊，包括初始化中斷優先級、初始化定時器中斷、初始化各傳感器模塊配置以及初始化人機交互模塊。在主函中，首先判斷是否進入中斷處理函數，若需要進入中斷處理函數則執行中斷處理函數中的相應控制代碼；否則執行人機交互代碼和電壓、電流采樣處理函數，其中電壓電流采樣使用中值平均濾波算法，用來降低采樣誤差。

其中，人機交互控制包括接受上位機發送的設定模式，進而改變系統設置電壓值和峰值電流值，用以作為負反饋控制中的輸入量。

中斷處理函數即為穩壓或限流控制如圖6（b）所示，進入中斷處理函數后，首先判斷電流是否超過設定的最大限流值，若超過，則進行限流控制；否則進行穩壓控制。其中，限流控制和穩壓控制均使用增量式PI控制，增量式PI控制算法如下所示：

7 系統硬件設計

7.1 主控制器模塊選擇與搭建

由于功率調節電路為MOS管控制的開關電路，需要高頻的PWM信號來控制MOS管的開關，且該電路需要構成閉環的功率控制系統，需要控制器來對輸出功率進行采集，進而通過運算達到控制功率輸出的目的。TI公司生產的MSP430G2553單片機，其內部具有2個16位定時器，可實現定時中斷、輸出多路高頻PWM信號、輸入捕獲等功能，可為BOOST開關電路提供PWM控制信號；帶有內部基準、采樣與保持以及自動掃描功能的10位200 ksps模數（A/D）轉換器可以用來測量系統的輸出功率；該處理器最大特點是其能夠低電壓啟動且具有超低功耗，其啟動電壓低至1.8～3.6 V，正常運行模式下僅需要230μA的電流，待機模式下消耗電流更是低至0.5μA，可大大減小控制器帶來的損耗，根據上述特點可知，該單片機非常適合作為該系統的主控制器。

7.2 接收端充電電路開關管選型及驅動電路設計

接收端BUCK降壓型開關電路如第2部分所述，下面分析接收端充電電路的開關管選型，由于開關頻率設置為20kHz，輸入電壓為7～12V，輸出電壓為5 V，為了滿足上述設計要求，選擇場效應晶體管IRF3205為接收端開關管。

開關管驅動電路芯片則采用兼有光耦隔離、體積小、電磁隔離、速度快等優點的IR2110芯片，IR2110能夠實現對MOSFET和IGBT的最優驅動，同時還具有快速完整的保護功能，提高了控制系統的可靠性并減少電路的復雜程度，查看其芯片手冊可以看到，由于自舉電容的存在，IR2110最高可驅動600 V的開關管通斷，因此也滿足本系統的驅動需求。

8 總結

本文設計了一種智能化的無線充電系統，將現有的“傻充”式無線充電產品通過控制器和人機交互模塊進行了優化，系統不僅可以通過單片機進行無線充電系統的輸出控制，而且本文提出的無線通訊模塊與無線充電系統的結合，使用戶能夠遠程實現各種功能，更加符合無線充電的特征，提高了系統實用性和便捷性。本文提出的設計方案不需要復雜的電路拓撲結構，且系統的軟件也較為簡單，整個系統比較容易實現，具有很高的實用價值。