基于蝶形振子的可重構圓極化端射天線設計

孫盛濤 曹祥玉 高 軍 楊歡歡

(空軍工程大學信息與導航學院 西安 710007)

1 引言

隨著無線通信的發展，各種平臺對天線的性能要求越來越高。端射天線的主波束方向平行于天線所在的平面，具有定向輻射特性和低剖面特性，因此可以廣泛應用在機載雷達探測系統、反輻射導彈等平臺[1]。將端射天線和圓極化天線結合在一起，實現端射圓極化天線，可以克服載體姿態變化、電磁波多徑反射以及電磁波的法拉第旋轉效應，因此在通信、雷達探測、導航等領域，具有很好的應用價值。基于經典的磁電偶極子理論，將磁偶極子和電偶極子進行組合，文獻[2–5]設計了工作在5.8 GHz ISM頻段的單層單向端射圓極化天線單元。在此基礎上，文獻[6,7]通過將單元進行組陣，設計了雙向和全向的端射圓極化天線陣列，增益大約1 dBi。文獻[8,9]通過激勵高次模和使用磁電偶極子陣列的方法，進一步提高了天線帶寬。不同于傳統的磁電偶極子組合方式，文獻[10,11] 將SIW H平面喇叭和Vivaldi天線平行放置，在基板平面中產生兩個正交極化，與SIW耦合器組合在一起提供具有90°相位差的相同饋電幅度，設計了一種工作于K波段的端射圓極化天線。文獻[12–16]在毫米波頻段設計了一系列的可用于5G通信的端射圓極化天線，多為非平面結構。文獻[17,18]利用buteler矩陣和SIW設計饋電網絡，將圓極化端射天線單元組陣，實現了多波束輻射。

當天線的極化方式固定時，天線只能輻射固定極化方式的波束，同時也只能接收相對應的波束。因此實現天線的極化方式可重構，可以降低電磁波多徑效應產生的衰落，使天線工作在更加復雜的電磁環境中。文獻[19–21]通過引入PIN二極管和直流電路，通過切換電偶極子的狀態來改變圓極化的方式，分別設計了單向的和雙向的極化可重構端射圓極化天線。目前，極化可重構的圓極化端射天線的設計方式較為單一，文獻較少，進行深入研究具有一定的必要性。

基于此，本文設計了一款可重構的圓極化端射天線，通過加載MEM開關，使天線可以在左旋和右旋兩種圓極化狀態之間進行切換，實測結果表明，天線工作頻段為11.24～11.83 GHz，端射方向增益均大于5.1 dBi，極化可重構性能得到證明。

2 天線設計與分析

2.1 天線結構

本文設計的天線共分為4部分，微帶線饋電部分、H面SIW喇叭部分、蝶形振子部分以及MEMS開關，結構如圖1所示。上層為金屬貼片，中間為介質板，下層為金屬地和貼片。金屬材質為銅，電導率為σ=5.8×107S/m。采用F4B介質基板，厚度h=2.5 mm，介電常數為2.2，損耗角正切為0.001。上下兩層金屬之間的通孔間距為p=1.2 mm，通孔直徑為d=0.6 mm。天線的頂層布局和底層布局一樣，饋電部分介質上層為微帶線，下層為金屬地，通過微帶線饋電。在蝶形振子和移相器之間加載4個MEMS開關S1，S2，S3，S4，控制天線的極化方式。

圖1 天線結構

2.2 實現圓極化端射輻射的原理

兩個幅度相等，相位差為π/2且相互垂直的線極化分量可以合成圓極化波。本文所設計的天線就是基于此原理，由H面喇叭天線和蝶形振子分別提供垂直極化分量和水平極化分量，通過調整移相器長度和振子寬度從而實現端射方向圓極化波的輻射。

當暫定天線上某一點為坐標系原點，觀察天線的遠場輻射波時，從不同的角得到的輻射場的相位可以繪制成一幅曲面圖。這個曲面圖代表了天線以該點作為輻射中心的相位方向圖。若得到的相位方向圖相對于任意方向的值都相等，則代表天線輻射波面表現為一個球面，該點即球面波的相位中心。喇叭天線的相位中心一般位于距口面一定距離Lc的喇叭內部，如圖2(a)所示。

利用電磁仿真軟件HFSS 14.0建立一個相對坐標系，改變相對坐標系的位置，使得在該相對坐標系中計算出天線的遠區輻射相位方向圖相對最平坦，則該相對坐標系最終的坐標原點即為所求相位中心。如圖2(b)所示，給出了頻率為 11.5 GHz、Lc=7.7 mm 時的電場相位方向圖，由圖可知，相位在端射方向的一定角度范圍內幾乎不變，故該天線的相位中心位于距喇叭口面7.7 mm處。通過調整移相器長度，可以使相位差滿足??=π/2。

圖2 相位中心的確定

為了實現圓極化波束，還需要使垂直線極化和水平線極化滿足幅度值相等這個條件。移相器不僅可以調節相位差，同時可以調節從喇叭口徑到達蝶形振子的能量大小，從而進一步影響輻射分量。因此調整移相器長度，可以使天線兩部分的輻射在遠場相位差為90°左右。

2.3 實現圓極化可重構的原理

MEMS開關對極化方式的調控如表1所示。由于兩對振子關于移相器對稱，所以上下振子之間存在180°相位差，在遠場產生的電場也存在180°相位差。因此當喇叭天線和振子的幅度相同，相位差為90°時，加載4個MEMS開關，通過控制其開斷狀態，來改變上下兩層蝶形振子與移相器之間的連接狀態，從而控制電流流向，最終使天線在遠場區域產生不同的圓極化波，即左旋圓極化和右旋圓極化。天線工作在狀態1和狀態2時，蝶形振子上的電流分布以及電流路徑示意圖(t = 0)如圖3、圖4所示。利用電磁仿真軟件HFSS 14.0來對天線的特性進行仿真計算，其中MEMS開關用金屬貼片來代替。

圖3 不同狀態下振子工作時的表面電流分布(t = 0)

圖4 兩種狀態下振子的電流路徑示意圖(t = 0)

表1 開關狀態對極化方式的調控

2.4 天線主要參數對性能的影響

由天線工作原理可知，移相器長度L5對天線性能影響較大。移相器長度對端射方向電場相位和幅度影響如圖5(a)、圖5(b)所示，增大移相器長度，可以減小端射方向兩個線極化分量rE(φ)和rE(θ)之間的相位差。移相器的長度主要對端射方向電場的rE(φ)分量的幅度和相位產生影響，對端射方向電場的rE(θ)分量的幅度和相位影響不大。當移相器長度增大時，端射方向電場幅度差先減小后增大，在L5=6 mm時最接近0，電場相位差在L5= 6 mm和8 mm時都比較接近90°，故而在L5=6 mm時軸比帶寬最寬，如圖5(c)所示。如圖5(b)、圖5(d)所示，增大移相器的長度，會減小端射方向電場水平極化分量rE(φ)的幅度，從而降低天線的增益。綜合考慮，為了使端射方向兩個線極化分量的幅度相等，相位差接近90°，且增益不會衰減過大，取移相器長度L5=6 mm。

圖5 移相器長度對天線性能的影響

振子寬度對天線的影響如圖6所示。當振子寬度Wdr=1 mm時，天線振子形狀為矩形。振子寬度對天線的阻抗匹配影響不大，但對軸比有一定的影響。當振子形狀從矩形變為蝶形時，端射方向幅度差先減小后增大，相位差接近于90°的頻段向低頻移動，相對應的軸比帶寬向低頻方向移動，與阻抗帶寬重疊部分增大。繼續增大振子寬度，會使得軸比惡化。因此，綜合考慮，選擇振子寬度Wdr=5 mm的蝶形振子來為天線提供水平線極化的輻射分量。

圖6 振子寬度對天線性能的影響

結合八木天線的原理，為了提高增益，在天線末端加上引向器。引向器上可以耦合出電流，更好地引導能量向端射方向傳播，從而提高增益。如圖7(a)、圖7(b)所示，加載引向器對天線端射方向的遠場相位rE(φ)和rE(θ)影響不大，因此可以認為引向器對偶極子的耦合效應很弱，在該設計中可以忽略。同時使天線遠場電場幅度rE(φ)增強，即加大了水平極化電場幅度，對天線遠場電場幅度rE(θ)，即垂直極化電場幅度影響不大。如圖7(c)、圖7(d)所示，加載引向器有利于減小水平極化和垂直極化電場幅度差，進而使天線軸比帶寬有所改善，但影響不大，引向器的主要作用是提高天線的增益。對引向器在天線上下兩層加載和單層加載進行性能對比，綜合考慮天線尺寸和性能，最終設計方案采用在天線末端上下兩層對稱地加載一對引向器，如表2。

表2 優化后的單元尺寸(mm)

圖7 引向器對天線性能的影響

3 天線輻射特性

本文所設計的天線可以工作在左旋圓極化和右旋圓極化兩種狀態下，S11曲線、增益和軸比曲線如圖8所示。仿真表明，在11.14～11.91 GHz頻帶范圍內，天線的S11參數小于–10 dB，可以實現有效輻射，天線的諧振頻點在11.5 GHz。當極化狀態為左旋圓極化時，3 dB軸比帶寬為11.24～11.89 GHz，當極化狀態為右旋圓極化狀態時，3 dB軸比帶寬為11.25～11.94 GHz。仿真分析天線在工作頻段內端射方向的增益曲線，在天線的有效頻段內，端射方向增益均可以達到5.7 dBi以上。

圖8 不同極化狀態下天線的S11曲線、增益和軸比曲線

圖9給出了天線在11.5 GHz兩種極化狀態下的3D輻射方向圖，圖10、圖11給出天線在11.5 GHz的2維方向圖。仿真結果表明，在開關處于狀態1條件下，天線在yoz面的3 dB波束寬度為80°，在xoy面的3 dB波束寬度為29°。在開關處于狀態2條件下，天線在yoz面的3 dB波束寬度為89°，在xoy面的3 dB波束寬度為29°。天線可以保持端射方向的輻射。

圖9 天線在兩種狀態下11.5 GHz處的仿真輻射方向圖

圖10 狀態1(LHCP)下的天線在11.5 GHz處的方向圖

圖11 狀態2(RHCP)下的天線在11.5 GHz處的方向圖

為了驗證本文所設計天線的極化方式轉換性能，取距離天線端射方向(+y)1/2波長處的輻射面，畫出其在11.5 GHz時的電場矢量在1個周期內的分布情況。如圖12、圖13所示，在1個周期內，電場矢量在狀態1下沿著順時針方向旋轉，在狀態2下沿著逆時針方向旋轉，電磁波沿+y軸傳播。電場分布圖表明不同開關狀態下，該天線在遠場區域分別輻射左旋圓極化波和右旋圓極化波，實現了兩種圓極化方式的切換。

圖12 左旋圓極化狀態下11.5 GHz時的電場分布

圖13 右旋圓極化狀態下11.5 GHz時的電場分布

4 加工與實測

為了驗證本文所設計天線的有效性，采用商用印刷電路板技術對本文所設計的天線進行了加工制造。本文采用的MEMS開關的模型是Radant公司型號為RMSW200HP的單刀單擲射頻MEMS開關，在7～15 GHz頻段內，插入損耗小于0.5 dB，回波損耗小于0.3 dB，端口隔離度大于17 dB。本文考慮到MEMS開關價格昂貴、加工難度大等因素，無論是仿真還是加工實測，均將其簡化為金屬橋結構，采用金屬橋有無的方法來模擬MEMS開關的通斷，簡化了仿真模型，縮短了設計周期，這種方法在此類利用MEMS開關的文章中也很常見[22,23]。本文采用金屬的有無來代替開關的通斷，分別加工了左旋圓極化和右旋圓極化的兩種極化狀態下的天線，并進行測試驗證。天線的實物和測試環境如圖14所示。圖15(a)為天線在兩種狀態下的反射系數S11測試和仿真曲線，實測結果表明，天線的阻抗帶寬為11.24～11.98 GHz，和仿真結果基本相同。對比圖15(b)中兩種圓極化狀態下天線在端射方向處增益和軸比的仿真和實測數值，在11.5 GHz處，天線實測增益和仿真增益分別為5.96 dBi和5.70 dBi。實測3 dB軸比帶寬為11.24～11.83 GHz，阻抗帶寬和3 dB軸比帶寬的重疊部分為11.24～11.83 GHz。圖16給出了天線在11.5 GHz下的歸一化輻射方向圖，測量結果和仿真結果基本一致。

圖14 天線加工以及性能測試

圖15 天線仿真和實測數據對比

圖16 天線在11.5 GHz方向圖的實測和仿真結果

5 結束語

本文提出了一種基于蝶形振子的平面端射圓極化天線，加載MEMS開關實現了左旋圓極化和右旋圓極化兩種極化方式的重構。經過實際測量，該天線的阻抗帶寬為11.24～11.98 GHz，3 dB軸比帶寬為11.24～11.83 GHz，可以實現沿端射方向的輻射，端射方向增益大于5.1 dBi。在雷達、導航等領域具有一定的應用價值。