時間異步全雙工數字域分段卷積自干擾抑制技術

李 彤 沈 瑩 潘文生 邵士海 唐友喜

(電子科技大學通信抗干擾技術國家級重點實驗室 成都 611731)

1 引言

同時同頻全雙工利用相同的頻譜同時傳輸上下行數據，與傳統的半雙工通信相比，能夠有效利用頻譜資源，頻譜利用率最大可以提升1倍[1]。由于全雙工通信設備收發同時同頻，本地發射信號會對本地接收機產生嚴重的自干擾[2]。目前，自干擾抑制方法主要分為3類：空域自干擾抑制[3–5]、模擬域自干擾抑制[6–8]和數字域自干擾抑制[9–12]。

在數字域自干擾抑制中，針對多載波信號，通常在頻域進行自干擾信道估計、重建和抵消[13,14]，但是該方式要求有用信號與自干擾信號多徑之間的最大時差小于循環前綴長度(Cyclic Prefix, CP)，即達到同步狀態，否則有用信號與自干擾信號處于異步狀態，造成子載波正交性破壞，產生符號間干擾和載波間干擾，嚴重影響抑制性能。針對這一問題，相關文獻對時間異步數字域自干擾抑制方法進行了研究。

文獻[15]針對Wi-Fi放大轉發中繼場景提出了時間異步自干擾抑制，在自干擾信道估計時，利用清除發送(Clear-To-Send, CTS)協議切換至半雙工模式避免有用信號對自干擾信道估計的干擾；在重建自干擾信號時，通過對本地自干擾信號進行延時調整以重建相對時延的影響。然而，針對大帶寬信號、多徑豐富的場景，該方式需要對每條徑進行估計并重建抵消，復雜度高，抵消能力受限。文獻[16]考慮了在頻域實現時間異步自干擾抑制，在自干擾信道估計時，通過自干擾導引前額外添加保護間隔的方式，避免有用信號與自干擾信號重疊，從而保證自干擾導引的正交性，使信道估計準確；在重建自干擾信號時，根據相對時延調整本地時域自干擾信號，在頻域與估計的信道響應相乘，復雜度低。然而，由于信息傳輸部分沒有額外的保護間隔，影響了自干擾抑制性能。

在上述研究中，兩種方法均對信道估計方式進行了改進，在時間異步場景下能獲得準確的信道估計。在自干擾信號重建時，均通過調整本地自干擾副本延時以提升自干擾重建精確程度，但在時間異步場景下進行頻域重建時，接收信號中的有用信號部分與自干擾信號部分子載波不能同時保持正交性，該重建方式仍受到相對時延的影響，與時間同步場景相比，抑制性能下降。

針對時間異步場景下干擾抵消性能下降的問題，本文在保證接收端有用信號與自干擾信號估計導引正交的情況下，首次對時間異步全雙工數字域分段卷積自干擾抑制技術進行了研究。首先，建立了時間異步全雙工信號模型，分析了全雙工多載波自干擾數字域抑制時有用信號與自干擾信號相互作用的關系，時間異步場景下無法同時保證接收端有用信號與自干擾信號的子載波正交性，產生符號間干擾和載波間干擾，影響干擾抵消性能。其次，提出了符號分段重疊相加的時間異步自干擾重建方法，用部分卷積信號幀構造線性卷積信號幀，使重建信號精確度不受相對時延的影響。最后，推導了運用所提方法干擾抑制后的殘余干擾功率并與已有方法進行了比較。計算分析和仿真結果表明，所提方法可以直接在頻域重建自干擾，在異步狀態下，自干擾抑制性能與同步狀態相當。

本文的結構安排如下：第2節為同時同頻全雙工信號模型；第3節系統闡述時間異步分段卷積自干擾抑制方法；第4節推導干擾抑制后殘余干擾功率；第5節結合所提方法進行理論和仿真分析；本文的結論在第6節給出。

2 信號模型

全雙工設備在同一時頻資源上進行收發信號，受強自干擾的影響，時域接收信號中包含有用信號、自干擾信號以及加性噪聲，接收信號可以表示為

(1)有用信號與自干擾信號同步

(a)當有用信號超前于自干擾信號時，如圖1(a)所示，使接收機同步有用信號，同步后接收信號可以表示為

圖1 有用信號與自干擾信號同步狀態示意圖

在接收窗內，有用信號與自干擾信號的有效數據部分均未受到符號間干擾，正交性未被破壞，因此，快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform,FFT)后，接收信號的頻域表達式可以表示為

3 時間異步分段卷積自干擾抑制

圖2 有用信號與自干擾信號異步狀態示意圖

圖3 分段重疊相加法示意圖

為了維持自干擾導引的正交性，在自干擾導引前添加額外的保護間隔，如圖4所示。

圖4 自干擾信號與有用信號幀結構示意圖

假設多徑信道為準靜態瑞利衰落信道，自干擾

4 殘余干擾功率

5 仿真結果與分析

為了驗證所提出的數字域自干擾抑制方法的有效性，從誤碼率和殘余干擾功率兩個方面對其仿真，并與文獻[12,13]和文獻[16]所提方法進行了比較分析。自干擾多徑信道采用準靜態瑞利信道。數值與仿真分析的參數設置如表1所示。

表1 數值與仿真分析的參數設置

圖5描述了分段重疊相加的時間異步自干擾抑制算法下殘余干擾功率與干噪比的關系，理論分析曲線由式(28)給出。從圖5可以看出，理論分析與仿真曲線吻合，隨著干噪比(Interference-to-Noise ratio, INR)的增大，殘余干擾功率降低，且殘余干擾功率與噪聲功率基本一致。這是因為隨著噪聲功率的降低，自干擾信道估計的準確度提升，而自干擾發射功率不變，故殘余干擾功率降低。

圖5 干擾功率為30 dBm時，殘余干擾功率與干噪比的關系

圖6對比了現有方法與所提方法在時間異步場景下的干擾抑制性能，描述了不同算法下殘余干擾功率與相對時延的關系。文獻[12,13]中的方法針對時間同步場景，當有用信號與自干擾信號處于異步狀態時，有用信號與自干擾信號產生重疊，造成子載波正交性破壞，產生符號間干擾和載波間干擾，干擾抑制性能嚴重下降。文獻[16]在自干擾信道估計時，通過自干擾導引前額外添加保護間隔的方式，避免有用信號與自干擾信號重疊，從而保證自干擾導引的正交性，使信道估計準確；在重建自干擾信號時，根據相對時延調整本地時域自干擾副本，在頻域與估計的信道響應相乘，然而，信息傳輸部分沒有額外的保護間隔，影響了自干擾抑制性能。所提方法考慮到了上述方法的缺陷，添加了保護間隔并在重建自干擾信號時采用分段重建并重疊相加的方式，有效避免了相對時延對自干擾抑制的影響。如圖6所示，文獻[12,13]的方法有一個大的性能損失，文獻[16]方法相對其有性能提升但仍受相對時延的影響，本文所提方法不受相對時延的影響。

圖6 干噪比為50 dB時，殘余干擾功率與相對時延的關系

圖7描述了不同干信比(Interference to Signal Ratio, ISR)下干擾抑制后的誤碼率與INR的關系。如圖7所示，ISR不會影響到誤碼率性能，且所提方法干擾抑制后的誤碼率與無干擾時相一致。當SNR固定時，ISR增大，自干擾信道估計的準確度提升，同時自干擾發射功率增加，此時，重建自干擾誤差不變，故殘余干擾功率不變，如式(28)所示，殘余干擾能達到接近底噪水平，因此，所提方法干擾抑制后的誤碼率與無干擾時相當。

圖7 誤碼率與信噪比的關系

6 結束語

本文考慮全雙工多載波信號，針對有用信號與自干擾信號時間異步場景下，有用信號與自干擾信號多徑最大時差超出循環前綴長度，造成頻域自干擾抵消性能下降的問題，提出符號分段卷積的時間異步自干擾重建方法，并分析了干擾抑制后的殘余干擾功率和誤碼率性能。計算分析和仿真結果表明，在保證有用信號與自干擾信號估計導引正交的情況下，所提方法在有用信號與自干擾信號處于時間異步狀態時，能對自干擾進行有效抑制，抑制性能與同步狀態相當，殘余干擾能達到接近底噪水平。