有源箝位反激諧振網絡的研究

郭明良，孫冬

（黑龍江科技大學，黑龍江哈爾濱，150000）

0 引言

1 基本工作原理

有源箝位反激的一個周期內包含七個模態，圖1顯示了每個模態下的等效電路。在模態(I)中，QL處于導通狀態，因為VGS(QL)很高，因此連接到Lm的VBULK導致Im線性增加，為Lm存儲能量。在模態(II)中，QL和QH均關閉，峰值磁化電流對QL的結電容Coss（QH）充電，對箝位開關的結電容QH放電并且同時對次級整流器的結電容放電。因此，隨著VSW從0V上升到高電平，QL上的電流IQL減小，箝位電流ICc增加，次級整流器電流ISEC增加。模態中（III），QH還沒開啟，所以Im先流過QH的體二極管給CC充電。在第四個區域(IV)中，當VGS(QH)為高時QH導通時，nVOUT開始對Lm退磁，因此Im開始衰減并且Lm將其能量釋放到輸出。同時，Cc通過與Lk共振吸收Lk能量，所以IC為正方向。在第五個區域(V)，IC開始反向諧振，因此ISEC變高，這表明磁化和泄漏能量都釋放到輸出。第六區（VI）出現在諧振完成之后。次級二極管整流器在零電流(ZCS)時自然關閉，因此nVOUT無法進一步退磁Lm。相反，隨著QH保持導通，箝位電容器電壓(VC)接管以繼續對Lm去磁，因此Im在QH關閉之前繼續反向運行。在QH關閉的最后一個區域，負磁化電流Im(-)開始對COSS(QL)放電，給COSS(QH)充電，并對次級整流器的結電容充電，因此VSW從高電平下降到0V。最后，回到第一個區域，當VSW達到0V時QL開啟，因此獲得ZVS。

圖1 有源箝位反激不同模態下的等效電路

2 諧振網絡分析

2.1 原邊諧振網絡分析

傳統的有源箝位諧振網絡是原邊諧振，即副邊電容折算到原邊之后遠大于箝位電容，在諧振過程中，其兩端電壓值基本不變，所以其容值對諧振網絡影響極小，可簡化為一個電壓源，因此在諧振時是利用原邊的箝位電容同漏感進行諧振，故稱為原邊諧振。

根據上述分析，原邊諧振過程的等效電路圖如圖2所示。

圖2 原邊諧振網絡等效電路

其中Cc為箝位電容，Lk為漏感，Lm為勵磁電感，n×Vo的電壓源為輸出電容等效到原邊后的近似電壓源。分析該等效電路可知，Lm兩端電壓被箝位到n×Vo，故Lm也不參與諧振過程。只有Lk與Cc諧振。故可對電路進行求解：

圖3 原邊諧振電流波形示意圖

這就會帶來一個問題，就是當參數設計不合理，或者系統波動的時候，Ipri和Im可能會在正電流區域相遇，導致副邊同步整流管提前關斷。而大多數的同步整流芯片從關斷到下一次開通之前需要承受正向的VDS電壓，以市場上廣泛使用的芯源公司生產同步整流芯片MP6908為例，他從關斷到開通需要檢測同步整流管的VDS在一定時間內從2V降至-40mV才會開通，但是由于Ipri和Im提前相遇之后，電流仍然正向流動，即 VDS＜ 0 ,所以同步整流芯片不會工作，副邊電流會經由同步整流Mosfet的體二極管流過，從而失去了同步整流的效果，增大了其上的損耗，對散熱和效率產生不利影響。

2.2 副邊諧振網絡分析

除原邊諧振的方式以外，還有副邊諧振的方式。當折算到原邊的副邊電容（ Co/n2）遠小于原邊箝位電容（Cc）,此時原邊箝位電容將等效為一個電壓源，諧振網絡變成原邊漏感與副邊電容諧振，其諧振網絡等效電路如下圖所示：

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圖4 副邊諧振網絡等效電路

由上述公式可以分析出，當采用副邊諧振的時候，變壓器原邊的電流波形(ipri)由兩部分組成。一是線性分量，其斜率為 - n Vo/Lm，因此其為平行于Im，并處于Im下方的一條直線。二是正弦分量，其系數為負，所以會先向下震蕩。諧振電流的整體示意圖如下：

圖5 副邊諧振電流波形示意圖

由上圖可以看到，在副邊諧振的條件下，由于正弦分量的系數為負，因此不會出現勵磁電流與原邊電流過早相遇，導致同步整流管提前關斷的問題。但是在副邊諧振條件下，要實現副邊同步整流開關管的零電流關斷，需要滿足以下條件：

（1）諧振電流和勵磁電流必須能夠相遇，即聯立使兩電流相等，聯立后方程如下所示：

當該方程有解時，上述條件即可成立。

（2）在滿足上述條件的基礎上，另一個必要的的條件式原邊電流與勵磁電流應該在電流為負時候相遇，之后原邊開關管導通，則可實現副邊的ZCD。

2.3 原副邊同時諧振網絡分析

以上分析的諧振網絡，不管是原邊諧振還是副邊諧振，究其根本都是變壓器一端的電容與漏感進行諧振，而另一端電容由于容值相對較大，在分析的時候將其等效為電壓源。若將原邊的諧振電容和折算后的副邊電容都調整到同一數量級，則可以將原邊電容和副邊電容都引入諧振網絡，二者均參與諧振過程，其等效電路圖如下。

圖6 原副邊諧振網絡等效電路

根據等效電路可以求得在該諧振網絡下的電流表達式為：

由上述公式可以看出，在這種諧振網絡下，電路的諧振情況由原邊電容和副邊電容共同決定。并且其中正弦分量的系數不再是一個常數，因此電流波形構成更加復雜，方便通過原邊和副邊共同對電流波形進行改動，以完善諧振電流波形。

值得注意的是，當副邊電容參數諧振，即在副邊諧振及原副邊共同諧振的情況下，為了維持輸出的穩定，要在后級加入LC濾波。LC濾波可以濾除前級諧振所造成的電壓波動，保持輸出電壓的平穩。

3 仿真驗證

本次仿真基于SIMPLIS軟件，以一款輸出電壓15V，最大功率為75W的ACF為例進行仿真，變壓器原邊感量55uH。由于箝位電容大小直接影響諧振過程，故需要通過開關周期來確定。由上面分析可

因此，諧振電容的大小可用以下公式進行近似估算：

帶入后可得，Cc=220nF。

當然，該計算容值僅為近似的仿真參數值，其最終值的確定還要考慮電路的開關損耗的導通損耗，所以要根據實際情況做適當修改。

設計如下仿真參數，以進行不同諧振網絡下的諧振電流波形情況。

諧振方式 Cc（nF） Co/n2（nF） Ceq（nF）原邊諧振 220 27800 218.3原副邊諧振 282 1000 220原副邊諧振 293 880 220原副邊諧振 330 660 220副邊諧振 100000 220 219.5

所得仿真波形如下所示。

圖7 原邊諧振電流波形

從上述仿真波形分析可知，不同的諧振網絡參數值對諧振電流波形有著巨大的影響。從圖8、圖9可以看出，副邊諧振以及原副邊諧振由于其不同的諧振波形，從根本上避免了Im和Ipri提前相交導致同步整流提前關斷的風險。

圖8 副邊諧振電流波形

圖9 原副邊諧振電流波形

同時，從圖9可以看出，相比于副邊諧振，原副邊諧振有著更多變的電流波形情況，方便進行調節和控制，并且通過仿真可以發現，在Co/n2=880nF的情況下，副邊擁有相對較好的電流波形，其有效值更小，從而可以降低同步整流的導通損耗。而且，較小的交流分量和有效值，可以使變壓器的鐵損和銅損都降低，從而減小變壓器的損耗，降低其發熱情況，增加整體效率。

4 結論

通過對諧振網絡進行建模和等效分析，指出了將原邊和副邊的諧振電容調整到同一數量級可以令原邊和副邊電容都參與到諧振當中，從而可以通過改變原邊和副邊電容得到更多不同的諧振電流波形。

在選擇合適的諧振參數后（如仿真實驗中的Co/n2=880nF），電流擁有相對較好的波形，其有效值較低，可以降低副邊同步整流的導通損耗，并降低變壓器的銅損和鐵損，有助于降低變壓器溫度，提高整機效率。