基于碳化硅MOSFET功率模塊的牽引變流器電磁兼容應(yīng)用研究

張曉君，羅忠鵬

(1.中車青島四方車輛研究所有限公司，山東 青島 266031；2.中國鐵路北京局集團有限公司 北京動車段，北京 100010)

牽引變流器作為牽引系統(tǒng)的核心設(shè)備，也是車輛運行過程中用電量最大的設(shè)備，牽引變流器的運行效率直接決定了列車運營的能耗指標(biāo)，因此提高牽引變流器運行效率對于降低車輛運營成本具有重要意義。目前，牽引系統(tǒng)中的牽引變流器多采用基于硅材料的IGBT作為功率器件，其開關(guān)速度慢、頻率低，且在開通、關(guān)斷時刻及持續(xù)導(dǎo)通過程中易產(chǎn)生較大的損耗[1-2]。

隨著碳化硅材料技術(shù)的進(jìn)步，高壓碳化硅器件已經(jīng)被研發(fā)出來，相比傳統(tǒng)的硅功率器件，碳化硅MOSFET(金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管)功率模塊具有理想的柵極絕緣特性、高速的開關(guān)性能、低導(dǎo)通電阻和高穩(wěn)定性[1]，而且碳化硅MOSFET功率模塊擊穿電場強度高，熱穩(wěn)定性好，還具有載流子飽和漂移速度高、熱導(dǎo)率高等特點，可用來制造各種耐高溫的高頻、高效的大功率器件。

碳化硅MOSFET功率模塊相比于IGBT功率模塊開關(guān)損耗大幅降低，功率模塊發(fā)熱量減少，這將降低對功率模塊散熱器的要求以及對整個牽引變流器冷卻系統(tǒng)的要求；碳化硅MOSFET功率模塊可以在更高頻率下切換，將降低電路中變壓器、電容、電抗器等無源元件的體積和質(zhì)量，而變流器總體體積和質(zhì)量的改善，將有利于車輛的質(zhì)量管理及設(shè)備布置，提高車輛的整體性能。

然而，由于碳化硅MOSFET功率模塊的快速開關(guān)特性易受回路雜散參數(shù)的影響，牽引變流器的輸出波形具有很大的dv/dt(電壓變化率)，會產(chǎn)生很強烈的電磁干擾，并通過傳導(dǎo)與輻射的方式影響自身以及其他設(shè)備，嚴(yán)重時影響車輛的正常運行。

因此，本文通過對碳化硅MOSFET功率模塊進(jìn)行建模分析，分析其產(chǎn)生電磁干擾的原因，并結(jié)合牽引系統(tǒng)主電路進(jìn)行電磁干擾抑制方法研究，設(shè)計電磁干擾抑制電路，降低碳化硅MOSFET功率模塊在開關(guān)過程的電磁干擾，并通過試驗驗證該方法的有效性。

1 碳化硅MOSFET功率模塊的開通與關(guān)斷過程分析

牽引變流器箱(VVVF)中碳化硅MOSFET功率模塊與濾波電容通過疊層母排連接的等效使用電路如圖1所示[2]。以圖1中P1的開通-關(guān)斷過程作為分析對象，其開關(guān)波形見圖2。

C.逆變器濾波電容；P1.碳化硅MOSFET功率模塊(包含二極管模塊SBD以及MOSFET模塊)；G.柵級；D.集電極；S.發(fā)射級；Lout.低感母排雜散電感;Lload.牽引電機等效電感[3]；Cds.DS間等效電容；CSBD.二極管電容。

圖2(a)中T1時刻P1的驅(qū)動電壓Ugs抬升，碳化硅MOSFET功率模塊兩端電壓Uds下降，流過碳化硅MOSFET功率模塊的電流Ic逐步增大，同時P1的二極管模塊SBD處于反向恢復(fù)狀態(tài)。

當(dāng)驅(qū)動電壓Ugs快速增大，超過碳化硅MOSFET功率模塊的門檻電壓Uth時，模塊電流Ic快速上升，模塊兩端電壓Uds減小至0 V，電流變化率為：

(1)

圖2 碳化硅MOSFET功率模塊的開關(guān)波形

式中：gm——碳化硅MOSFET功率模塊跨導(dǎo)(輸出端電流的變化值與輸入端電壓的變化值之間的比值)；

Rg——開關(guān)驅(qū)動電阻；

Cgs——GS間等效電容。

碳化硅MOSFET功率模塊使用碳化硅作為襯底不存在PN結(jié)，因此二極管在反向恢復(fù)過程中電流沖擊較小。如圖2(a)所示，采用碳化硅MOSFET功率模塊，由于T2時刻電流尖峰減小，作用在碳化硅二極管上的損耗很低，可減少70%。

在T1～T2時刻，由于電流快速變化，作用在雜散電感上產(chǎn)生電壓尖峰Uce：

(2)

根據(jù)公式(1)和公式 (2)可知，牽引變流器箱中碳化硅MOSFET功率模塊開通過程中，其電流變化率的快慢主要取決于雜散電感及導(dǎo)通電阻。減小導(dǎo)通電阻[4]，可以增加電流的變化率，但是會造成電壓尖峰變大，嚴(yán)重時會產(chǎn)生串?dāng)_效應(yīng)使碳化硅MOSFET功率模塊形成直通，導(dǎo)致短路出現(xiàn)；增加導(dǎo)通電阻，可以減小電流的變化率，減少電壓尖峰，但是會造成開通時間增大，增加系統(tǒng)損耗。因此，系統(tǒng)雜散電感及導(dǎo)通電阻決定了碳化硅MOSFET功率模塊開通過程中電流變化率的大小。

如圖2(b)所示，在T2時刻，P1的驅(qū)動電壓Ugs達(dá)到關(guān)斷門檻電壓Uth，模塊兩端電壓Uds迅速抬升至C的電壓閾值, 模塊電流Ic減小，在此過程中，電壓變化率為:

(3)

根據(jù)公式(3)可知，牽引變流器箱中碳化硅MOSFET功率模塊關(guān)斷過程中，其電壓變化率的快慢主要取決于分?jǐn)嚯娮?。減小分?jǐn)嚯娮瑁梢詼p小電壓的變化率，但會增加損耗；增大分?jǐn)嚯娮?，可以增大電壓的變化率，就會產(chǎn)生電壓尖峰，這樣就會產(chǎn)生干擾源，對牽引變流器箱甚至車輛其他設(shè)備產(chǎn)生電磁干擾。因此，系統(tǒng)分?jǐn)嚯娮铔Q定了碳化硅MOSFET功率模塊關(guān)斷過程中電壓變化率的大小[5]。

2 電磁干擾分析及抑制措施

在碳化硅MOSFET功率模塊開通與關(guān)斷過程中，由于雜散電感的原因，會在主電路中產(chǎn)生較大干擾，特別是在關(guān)斷過程中，產(chǎn)生較大的電壓尖峰，對牽引變流器和牽引電機均會產(chǎn)生較大危害。與此同時，由于寄生電容的存在，電壓尖峰會通過其形成干擾回路，產(chǎn)生干擾電流[6]。干擾電流大時，會對車輛其他設(shè)備產(chǎn)生影響，嚴(yán)重時，影響車輛正常行車，對整車電氣設(shè)備產(chǎn)生不良影響。

因此，在設(shè)計牽引變流器過程中，如果有效地減少系統(tǒng)雜散電感，可以在保證電壓變化率不變的情況下，減少電壓尖峰。

為了減少濾波電容的雜散電感，采用具有高耐壓、低阻抗、低感抗特點的薄膜無感電容，同時通過優(yōu)化低感復(fù)合母排的方式進(jìn)行連接，可有效地降低系統(tǒng)雜散電感，目前部分系統(tǒng)可降低至25 nH左右。

2.1 共模干擾回路分析

牽引變流器一般通過PWM脈沖調(diào)制方式控制碳化硅MOSFET功率模塊，從而輸出脈沖電壓給牽引電機供電[7]。

為了滿足碳化硅MOSFET功率模塊的散熱需求，需要將碳化硅MOSFET功率模塊布置在散熱片上。同時，為了散熱效果更好和降低散熱片不平整度，提高散熱接觸面積，會在散熱片與碳化硅MOSFET功率模塊之間涂抹導(dǎo)熱介質(zhì)。由于存在導(dǎo)熱介質(zhì)的原因，在碳化硅MOSFET功率模塊和散熱片之間會形成寄生電容CP，這樣牽引變流器中的碳化硅MOSFET功率模塊每次關(guān)斷，均會對地產(chǎn)生電階躍，這樣三相逆變器相當(dāng)于3個電磁干擾源，在碳化硅MOSFET功率模塊與散熱器之間形成的雜散寄生電容上釋放共模干擾電流ICM1，圖3為共模干擾電流的流通路徑。

FC.支撐電容；Lb1、Lb2.等效雜散電感；P1～P6.MOSFET功率模塊;Lcm .濾波電抗器;CP1～CP6.對地等效電容；Lm.電機等效電感;Rm.電機等效電阻。

由于牽引電機與牽引變流器在車輛上的安裝位置不一致，二者之間需通過較長的連接電纜相連，因此連接回路中存在寄生電感L。出于安全考慮，電機端部需要接地處理，因此在電機繞組與外殼間存在較大的寄生電容CM。這樣牽引變流器中的碳化硅MOSFET功率模塊每次關(guān)斷產(chǎn)生的高頻共模干擾電壓將通過連接電纜的寄生參數(shù)L進(jìn)行放大并最終施加在電機端部，通過CM形成流經(jīng)電機本體的共模干擾電流ICM2。ICM2流經(jīng)電機軸承，而長時間的漏電流會造成軸承的電腐蝕，軸承的損壞會造成電機振動加速度過大，嚴(yán)重時會損壞電機，影響行車安全。

同時，由于上述回路的產(chǎn)生，碳化硅MOSFET功率模塊開關(guān)過程的共模電流會流入供電網(wǎng)側(cè)，對整個共模回路中的設(shè)備均會產(chǎn)生電磁干擾，特別是電磁敏感設(shè)備，如計軸器等。

2.2 共模干擾抑制策略研究

在碳化硅MOSFET功率模塊和散熱片之間存在寄生電容CP，依據(jù)電容原理[8]，可得CP容值為：

(4)

式中：εr——導(dǎo)熱介質(zhì)的介電常數(shù)；

d——導(dǎo)熱介質(zhì)；

M——碳化硅MOSFET功率模塊散熱面積。

在碳化硅MOSFET功率模塊關(guān)斷過程中，通過散熱片產(chǎn)生的共模干擾電流ICM1為：

(5)

由于CP的大小取決于導(dǎo)熱介質(zhì)以及逆變器結(jié)構(gòu)而很難改變，為了抑制共模電流ICM1，只能更改共模電流流通路徑。因此，在牽引變流器箱體內(nèi)部直流側(cè)輸入正負(fù)端增加對地電阻R1、R2和接地電容C1、C2，從而改變回流回路，將共模干擾電流的回路僅作用在箱體內(nèi)部，減少干擾其他設(shè)備的可能性。圖4為共模干擾抑制電流流通路徑原理圖。

CCM.濾波電容。圖4 共模干擾抑制電流流通路徑原理圖

同時，降低碳化硅MOSFET功率模塊開關(guān)速率可減少電壓變化率，這樣可以減少電磁干擾造成的電機端過電壓，但這樣會增加系統(tǒng)損耗。因此，本文使用共模抑制電路Lcm-Ccm設(shè)計濾波器，確保濾波器工作在過阻尼狀態(tài)，從而實現(xiàn)對流入電機共模電流的抑制。在滿足系統(tǒng)空間限制的要求下，增加濾波器可以大幅度降低電磁干擾，提高連接電纜使用壽命，降低牽引電機的工作溫度及運行噪聲。圖5為共模干擾等效回路。

圖5 共模干擾等效回路

如圖5所示，在牽引變流器和電機間增加濾波電路，通過R、C阻抗網(wǎng)絡(luò)，改變共模電流流經(jīng)路徑。濾波器核心參數(shù)包括RC濾波截止頻率及EMI濾波器中LC截止頻率。

根據(jù)IEC 61287：2005《車載電源變換器——特性和試驗方法》要求，牽引變流器需滿足介電強度要求，按照既往設(shè)計經(jīng)驗，接地電容C1需小于0.7 μF，否則會因漏電流太大導(dǎo)致該試驗項點不通過。同時，為減小流經(jīng)散熱片寄生電容共模干擾電流，使其小于0.5 A，經(jīng)計算R≥8 Ω。

同時對輸出濾波器參數(shù)進(jìn)行設(shè)計，根據(jù)計算，當(dāng)不考慮電感氣隙影響，共模抑制電路EMI-LC參數(shù)計算表達(dá)式為[4]：

(6)

(7)

(8)

式中：LEMI——EMI濾波器內(nèi)部電抗；

μ——電抗器磁導(dǎo)率；

N——共模電抗器線纜匝數(shù)；

Sc——共模電抗器截面積；

lc——共模電抗器磁路；

Ucm——干擾電壓源；

f——EMI截止頻率；

CEMI——EMI濾波器內(nèi)部電容。

流過共?；芈返碾娏髋c濾波器電抗大小成反比。因此，根據(jù)上述公式[9]，在設(shè)計限制共模電流濾波器時，增大繞組匝數(shù)，減小磁路路徑，可以增強共模電流抑制效果，但增加匝數(shù)會增大濾波器體積和質(zhì)量，因此需要根據(jù)實際接口限制最終確定匝數(shù)。

綜上，本文設(shè)計的濾波器參數(shù)為：系統(tǒng)開關(guān)頻率為5 kHz，濾波器的諧振頻率為碳化硅MOSFET功率模塊的開關(guān)頻率的倍頻次，濾波器最大磁通密度為0.9 T，飽和磁密度為66%。同時，根據(jù)牽引變流器的箱體空間結(jié)構(gòu)以及質(zhì)量要求，設(shè)計濾波電抗器Lcm的參數(shù)為0.1 mH@5 kHz(在典型頻率5 kHz時表現(xiàn)為0.1 mH)。

3 試驗驗證

為了驗證共模干擾抑制方案的有效性，采用了對比試驗進(jìn)行驗證[10]。

根據(jù)EN 50121-3-2：2016《鐵路設(shè)施 電磁兼容性》相關(guān)要求，按照IEC 61000：2008《電磁兼容》的相關(guān)試驗方法，采用碳化硅MOSFET功率模塊的牽引變流器來開展試驗，對傳導(dǎo)輻射進(jìn)行測試，測量頻段包括9～150 kHz、150～30 000 kHz。

電磁兼容測試原理圖如圖6所示，在牽引逆變電路的輸出接口(Uout)和輸入接口(FC)分別用電壓探頭進(jìn)行測量，通過EMI接收機將電壓探頭測試的干擾電壓Uged和Uout進(jìn)行記錄上傳，并進(jìn)行頻譜分析，記錄峰值點。通過對比試驗，測量獲得增加接地回路和共模抑制濾波器前后的干擾電壓峰值大小。

圖6 電磁兼容測試原理圖

當(dāng)輸入為DC 1 500 V電壓時，負(fù)線對地干擾電壓試驗結(jié)果如圖7所示，具體試驗數(shù)據(jù)如表1所示。

圖7 負(fù)線對地干擾電壓試驗結(jié)果

其中，圖7和表1中A為未增加接地回路和共模抑制濾波器的干擾電壓試驗結(jié)果，B為增加接地回路和共模抑制濾波器的干擾電壓的試驗結(jié)果。從圖7可以看出，增加接地回路和共模抑制濾波器后，在低頻段和高頻段，均具有較好的抑制效果，同時，系統(tǒng)高頻段共模噪聲振蕩趨勢也得到改變。由表1可以看出，增加接地回路和共模抑制濾波器后，在高頻段均有較好的效果，干擾電壓整體降低10 dBμV。

表1 負(fù)線對地干擾電壓試驗數(shù)據(jù)

輸出對地干擾電壓試驗結(jié)果如圖8所示，具體試驗數(shù)據(jù)見表2。其中，圖8和表2中A為未增加接地回路和共模抑制濾波器的干擾電壓試驗結(jié)果，B為增加接地回路和共模抑制濾波器的干擾電壓的試驗結(jié)果。由圖8和表2可知，增加接地回路和共模抑制濾波器后，整個測量頻段內(nèi)共模干擾均得到有效的抑制，干擾增益隨頻率提高而逐步增大的趨勢也得到改善。

圖8 輸出對地干擾電壓試驗結(jié)果

表2 輸出對地干擾電壓試驗數(shù)據(jù)

綜合上述測試結(jié)果可知，本文針對碳化硅MOSFET功率模塊提出的共模干擾抑制策略，無論在輸入端還是輸出端共模干擾均得到了有效的抑制，驗證了其有效性。

4 結(jié)論

本文對碳化硅MOSFET功率模塊的開通與關(guān)斷過程進(jìn)行了詳細(xì)分析，總結(jié)了影響其電壓變化率和電流變化率的主要因素，分析了碳化硅MOSFET功率模塊應(yīng)用在牽引變流器中的共模電流干擾路徑，在此基礎(chǔ)上，結(jié)合實際牽引變流器設(shè)計參數(shù)，提出抑制共模干擾的策略，并設(shè)計了接地回路和共模抑制濾波器。通過對采用基于碳化硅MOSFET功率模塊的牽引變流器開展試驗，驗證了所提策略的有效性，為進(jìn)一步推進(jìn)碳化硅MOSFET功率模塊在軌道車輛的推廣應(yīng)用提供了技術(shù)支撐。