低插損高頻SAW濾波器的研究

王 巍,周楊春,王 方,譚紀偉,滕洪菠,李俊峰(重慶郵電大學 微電子工程重點實驗室，重慶 400065)

0 引言

作為射頻前端實現通信和導航等信號交互的關鍵芯片，聲表面波(SAW)濾波器廣泛應用于移動通信領域。梯形結構的SAW濾波器具有帶寬、帶外抑制設計靈活和低插損等特性，可適應不斷升級的通信設備對SAW濾波器的性能要求，因而已作為設計高頻低插損SAW濾波器時的首選結構[1-3]。為了獲得更低插損，本文分析了SAW傳播時能量分布隨電極厚度的變化關系，采用0.33λ～0.36λ(λ為波長)的厚膜電極使聲波能量限制于材料表面，降低了SAW傳播時壓電材料和模式轉換對能量的消耗。

梯形SAW濾波器由串并聯諧振器級聯而成，諧振器性能直接影響器件的整體性能，其叉指電極在壓電材料表面除激發和接收所需模式的SAW外，還有其他(如橫向模的雜模)干擾[4-8]。橫向模引入的尖峰損耗直接增大了濾波器的帶內波動，且尖峰損耗出現的位置靠近中心頻率，無法避免在通帶內出現。研究發現，該干擾模主要由換能器、間隙和匯流條等不同結構區域的聲速不同引起[9]。為了提高高頻SAW濾波器的性能，減小帶內橫向模的干擾，本文研究了占空比、反射柵周期和叉指對數對通帶的影響，并設計了一種叉指換能器(IDT)型反射柵結構，該結構對諧振器和一階梯形濾波器的帶內最大尖峰損耗在采取常用優化措施基礎上進一步減小了0.55%和0.65%。

本文分析了“T”型和“π”型鏡像拓撲結構與頻率響應的關系，以4階梯形結構為基礎設計了“T+π”型鏡像型拓撲結構，優化了器件的矩形度，并改善了普通梯形結構通帶左右邊緣的凹陷問題。基于COMSOL的有限元仿真結果表明，“T+π”型鏡像型拓撲結構的中心頻率為2.520 5 GHz，插入損耗為-0.502 12 dB，帶內波動為0.646 89 dB,帶寬大于98 MHz,帶外抑制大于30 dB。

1 低插損特性的研究

如圖1所示，SAW傳播時，損耗主要來自邊緣輻射、橫向能量泄漏、材料的粘性損耗、電極的歐姆損耗及SAW向材料深度方向的能量泄漏和模式轉換損耗[10]。瑞利波主要集中于材料表面，為了減小瑞利型SAW濾波器的插入損耗，應盡量使聲能限制于材料表面，從而減小SAW傳播時的能量泄漏。

1.1 模型的建立

瑞利波不存在聲孔徑方向上的位移[11],且孔徑長度遠大于電極寬度，因此，可采用平面假設[12]。基于COMSOL建立SAW器件的二維周期性結構如圖2所示。底部設置為固定約束，左右兩側分別在固體力學和靜電物理場中設置為周期性條件[13]，底部設置1個0.5λ(波長λ=1.6 μm)、材料為128°YX-LiNbO3的完美匹配層(PML)，以降低底面反射的影響[14]，電極材料為金屬Al。

圖2 二維周期性結構

1.2 結果分析

為了減小SAW在壓電材料中傳播時的損耗，應盡量使聲能限制于LiNbO3材料的表面[15-16]。基于二維模型(見圖2)將研究類型設置為“特征頻率”，使用參數化掃描工具以0.05 μm為步長依次改變電極厚度，求解得到SAW傳播時的能量密度分布隨材料深度的變化關系如圖3所示。圖中，hAl為金屬電極厚度，H為壓電材料厚度。

圖3 能量密度隨滲入材料深度的變化

為了便于分析，已將圖3的橫坐標取反，小于0的部分對應二維形變圖的0上部分(即金屬電極的厚度)，大于0的部分對應二維形變圖的0下部分(即壓電材料的厚度)。由圖3可看出，hAl<0.2 μm,即相對于電極周期膜厚小于12.5%時(圖中虛線)，隨著hAl的增加，在同一壓電材料內部(同一橫坐標位置)由壓電效應引起的能量密度增加，說明更多的能量被傳播到壓電材料內部，不利于減小材料的粘性損耗、縱向能量泄漏及SAW向體波的轉換損耗。在hAl為0.25～0.50 μm(相對厚度為15.6%～31.25%)內，隨著hAl的增加，壓電材料內的能量密度越來越小，則壓電材料及通過壓電材料轉換消耗的能量降低。而總能量不變，通過能量守恒可推斷出，趨于材料表面激發的瑞利型SAW的強度將得到提高。

每條叉指電極均為長方體形狀的Al金屬指條，以圖1所示的方向看去，其橫截面積S為

S=hAl×a

(1)

式中a為電極寬度。

每條電極的電阻為

(2)

式中：W為電極孔徑；ρ為電阻率。

當ρ和a保持不變(本文均采用Al作為電極材料)時，R與hAl成反比。隨著hAl的增加，電極的橫截面積增大，電極電阻減小，則電極的歐姆損耗降低。

分析圖3電極部分可得，隨著電極厚度的增加，電極承受的功率逐漸上升，如果功率太高可能發生電極燒毀，這不利于器件的耐功率特性。設總體積為1，則單位面積下電極所承受的最大能量為

(3)

式中Pmax為不同電極承受的最大能量。

圖4 單位電極面積承受的最大能量

2 減小橫向模干擾

2.1 占空比的分析

占空比為

η=a/p

(4)

式中p=0.5λ為指間距。

對于均指結構，η=0.5。表1為器件結構參數。表中，N為叉指對數，Ng為反射柵對數。在COMSOL中分別建立串、并聯諧振器及一階梯形帶通濾波器的二維等效模型[17]，并計算得到器件的頻率響應，如圖5所示。

表1 器件結構參數

圖5 器件的頻率響應

由圖5可知，采用厚膜電極(hAl=0.40 μm，即相對厚度>10%λ)的并聯諧振器通帶平滑，串聯諧振器通帶內出現橫向模式干擾，并引入了尖峰損耗。而梯形SAW濾波器由串、并聯諧振器相互級聯，并通過電耦合實現，其通帶內尖峰損耗出現的位置與串聯諧振器中橫向模式的諧振點位置一致。因此，對于梯形濾波器，其通帶平坦度和紋波主要受串聯諧振器影響。

圖6為參數化掃描串聯諧振器占空比η得到的一階梯形SAW濾波器的頻率響應。由圖可得，帶外抑制隨著η的增大而減小，當η=20%時，濾波器的帶外抑制最高，但通帶出現凹陷，且插入損耗大，不適用低插入損耗指標的實現。η為40%～60%時，插入損耗降低至-1 dB內，但帶寬隨著η的增加而減小；當繼續增加η=80%時，帶寬反轉增大，損耗降低，這有利于完成寬帶低插入損耗的結構設計。為了提高梯形SAW濾波器的頻率選擇性，通常采取多級級聯的方式，而η=40%的一階濾波器的頻率響應帶內平均損耗較大，多級級聯時通帶損耗隨著級聯階數的增加而增大，對實現低插入損耗指標不利。而η為50%、80%時，帶寬基本相同，除尖峰損耗外，在η=80%時，帶內整體損耗達最低，其頻響特性適用于低插入損耗寬帶濾波器的設計。但在2 515.5 MHz引入了一個尖峰損耗，使得濾波器的紋波和通帶平坦度增大。由文獻[10]可知，該損耗及其他幅值較小的尖峰損耗主要由換能器、間隙等區域的聲速不同而造成的橫向模式干擾。該模式因靠近中心頻率而在通帶內出現，但可采取級聯不同叉指對數的串聯諧振器、調整占空比和反射柵周期等措施削弱該模式的影響，使其降低到可接受范圍內。

圖6 不同η器件的頻率響應

2.2 反射柵結構的分析

反射柵陣列的每根電極都會反射波，其中相位不同的波相互干擾并在一定波段內相互抵消，而相位相同的波相互疊加形成強烈的反射波[18]。因此，可采取調整反射柵結構的措施減小該干擾模式引入的損耗，并使其降低。

2.2.1 反射周期對橫向模式的影響

圖7 改變反射柵周期器件的頻率響應

改變反射柵的周期大小，削弱反射柵陣列對尖峰損耗所對應的橫向模式反射是針對橫向模式干擾的常規優化措施。在hAl=0.4 μm的基礎上，調整串聯諧振器的η=80%，再次參數化掃描改變反射柵周期計算得到反射柵周期與一階梯形濾波器頻率響應的關系，如圖7所示。由圖可知，帶內整體損耗和帶寬變化較小。反射柵周期為0.6 μm時，最大尖峰損耗最小，通帶最平坦，紋波最小。與圖6相比，最大尖峰損耗由-1.254 45 dB降低至-0.708 85 dB，降低了43.49%，保障了η=80%時寬帶寬、低插入損耗特性，同時使通帶橫向模式干擾引起的尖峰損耗降低到小于-1 dB，是可接受范圍內。

2.2.2 IDT型反射柵

反射柵電極作為壓電材料表面的金屬電極陣列，在反射IDT激勵的SAW時，由于壓電效應，電極金屬指條內將生成感應電荷。如果把這些電荷類似于接收IDT收集起來，則在反射柵匯流條中將產生頻率為f0的感應電流。再通過逆壓電效應，感應電流所產生的電場將反饋激勵SAW，這將為SAW的傳播提供能量補充，從而減小傳播損耗。因此，為了進一步減小傳播損耗和帶內波動，本文設計了一種IDT型反射柵結構，如圖8所示。每個反射柵周期內有一對叉指電極，類似于換能器的輸入輸出叉指電極，反射柵電極交錯排列并分別接入4個不同的匯流條。

圖8 采用IDT型反射柵的諧振器

對于諧振器的二維等效有限元模型，反射柵陣列不同的匯流條分別在靜電物理場中設置為不同的懸浮電位端口，即每個諧振器的反射柵電極陣列1～4分別設置為4個不同的懸浮電位端口，對于由串、并聯兩個諧振器級聯的一階梯形濾波器，則需設置8個不同的懸浮電位端口。總之，設置反射柵邊界條件的懸浮電位端口的數量為諧振器數量的4倍。

圖9、10分別為采用IDT型反射柵和短路反射柵諧振器的頻率響應對比圖。由圖可得，IDT型反射柵對未調整反射柵周期(λg=λ)的均指諧振器的帶內最大尖峰損耗優化效率為8.84%，對采取占空比和反射柵周期優化措施后，諧振器的帶內最大尖峰損耗進一步降低了0.55%。與采用短路反射柵的器件結構相比，采用IDT型反射柵的一階梯形濾波器的傳播損耗進一步降低，帶內最大尖峰損耗降低了0.65%，如圖11所示。這在選取厚膜電極和采取占空比和反射柵周期優化措施基礎上，進一步減小了橫向模式引入的尖峰損耗，提升了濾波器的通帶性能。

圖9 IDT型反射柵對未采取均指諧振器的優化對比

圖10 IDT型反射柵對采取占空比和反射柵周期措施后的優化對比圖

圖11 采用不同反射柵結構的一階梯形濾波器頻率響應對比圖

2.3 梯形拓撲結構的分析

常用梯形拓撲結構分為普通型和鏡像型，其中鏡像型的級間匹配較好。圖12為不同拓撲結構的頻率響應。由圖可知，“π”型和“T”型鏡像結構分別優化了普通結構通帶左右邊緣的凹陷問題，通帶更平整。結合“T”型、“π”型結構的優點，器件采用兩種結構相互級聯而成的4階“T+π”型鏡像結構，如圖13所示。圖中S、P分別表示串、并聯諧振器，P1、P2和S1、S2及P3、P4和S3、S4分別構成兩個“π”型結構，P1、P4和S1～S4構成整體的“π”型結構；而P2、P3和S1～S4構成“T”型結構。設計時串聯諧振器的叉指對數依次相差1～2對，以避免帶內同一橫向模式干擾隨著級聯階數的增加而疊加。

圖12 不同拓撲結構的頻率響應

圖13 4階“T+π”型結構和普通結構

綜合以上設計和優化方法，最終設計的4階梯形SAW帶通濾波器的部分結構參數如表2所示。基于COMSOL的有限元仿真結果如圖14所示。由圖可看出，濾波器中心頻率為2 520.5 MHz，插入損耗為-0.502 12 dB，-1 dB損耗帶寬大于81 MHz，-3 dB損耗帶寬大于98 MHz，紋波為0.646 89 dB，帶外抑制大于30 dB。

表2 器件結構參數

圖14 器件仿真頻率響應圖

3 結束語

通過有限元結果表明，對于2.5 GHz左右的單層膜高頻SAW濾波器，厚膜和非均勻電極結構有效地降低了器件的傳播損耗。采用IDT型反射柵結構并通過調整反射柵周期，使帶內最大尖峰損耗降低了43.49%，有效地削弱了帶內由橫向模式引入的尖峰損耗。最后通過級聯不同叉指對數的串聯諧振器，并基于4階“T+π”型鏡像拓撲結構設計的SAW帶通濾波器的中心頻率為2 520.5 MHz，插入損耗0.502 12 dB，帶內波動為0.646 89 dB，帶外抑制大于30 dB。