機械式直流斷路器性能分析及諧振換流方法

李 斌 李鵬宇 溫偉杰 劉海金

（1. 智能電網教育部重點實驗室（天津大學） 天津 300072 2. 國網山西省電力公司電力科學研究院 太原 030000）

0 引言

基于模塊化多電平換流器（Modular Multilevel Converter, MMC）的柔性直流輸電技術具有不存在換相失敗、有功和無功解耦控制、諧波畸變小、拓展性好等技術優勢，是解決風電、光伏大規模并網和遠距離輸送問題的有效手段[1-3]。然而，直流故障電流上升速度快、幅值高且無過零點，而電力電子設備耐浪涌能力差，對直流斷路器（DC Circuit Breaker, DCCB）的動作時間和開斷能力都提出了極高的要求[4]。

DCCB主要分為三類：固態式DCCB、混合式DCCB和機械式DCCB[5-8]。其中，機械式DCCB主要采用機械開關（Mechanical Switch, MS）、電容、金屬氧化物避雷器（Metal Oxide Arrester，MOA）等元件，具有微損耗、低成本、小體積和便于維護的優勢，具有廣泛的應用前景[9-11]。

在雙碳背景下，遠海風電經柔性直流系統送出被認為是海上風電并網的主流技術路線[12-14]，新場景也對機械式DCCB提出了一些新要求，尤其是遠海風場換流器出口空間寶貴，也決定了機械式DCCB應向輕型化、緊湊化的方向發展[15]。但現有的換流方式存在預充電系統耐壓高、預充電容的容量高、開斷過程的預充能量損失率高、換流時間長、小電流熄弧不穩定的問題，成為機械式DCCB的發展瓶頸。

針對上述問題，本文給出機械式DCCB的通用換流模型和評價換流技術的性能指標，并對照所述指標總結現有機械式DCCB的換流技術缺陷，在此基礎上提出一種基于半控器件的諧振型機械式DCCB（Resonant Mechanical-DCCB, RM-DCCB）。隨后，研究了用于描述RM-DCCB換流特性的精確數學模型；給出了RM-DCCB的換流支路電氣參數設計方法；通過仿真驗證了參數設計的正確性以及RM-DCCB的開斷可行性。

1 機械式DCCB換流技術的性能對比

1.1 通用換流模型及性能指標

為便于歸納對比，首先將機械式DCCB簡化為如圖1a所示拓撲，包括三條并聯支路：通流支路、換流支路和吸能支路。其中，通流支路的主要部件是MS；換流支路的主要部件是高壓電容CH和電感LH；吸能支路由MOA構成。在開斷過程中，機械式DCCB存在三次換流過程：通流支路→換流支路→吸能支路→換流支路。由于通流支路阻抗低于換流支路，第①次換流必須依靠弧柱能量或外界激勵源強迫完成；第②和第③次換流是由高壓電容的充電效應及避雷器特性引發的自然換流過程。需要說明，第①次換流是直流開斷的關鍵難題，也是不同類型機械式DCCB的主要區別所在，因此本文所討論的換流技術特指第①次換流。

圖1 機械式DCCB簡化拓撲及換流模型 Fig.1 Simplified topology and commutation model of mechanical DCCB

進一步地，將機械式DCCB的通用換流模型等效為在通流支路與換流支路形成的環路中施加電壓激勵UE，并因此產生振蕩電流Ios，如圖1b所示。當Ios峰值大于待開斷電流Idc時，MS中會出現電流過零點。事實上，電壓激勵UE可通過MS、高壓電容CH或換流裝置施加。

若不計回路中電阻，振蕩過程相當于UE在電容上的能量與Ios在電感中能量之間的反復轉換。Ios的峰值Ios_max和周期Tos分別近似服從式（1）和式（2）。

式中，C為換流環路的等效電容；L為換流環路的等效電感。

圖2為機械式DCCB在大電流和小電流開斷工況下的典型開斷波形。其中，Idc_b、IMS_b、UMS_b分別為大電流開斷工況下，待開斷直流電流、MS電流和MS電壓；Idc_s、IMS_s、UMS_s分別為小電流開斷工況下，待開斷直流電流、MS電流和MS電壓。如圖2所示，t1時刻DCCB收到分閘命令；t2時刻觸發換流；t3（t3_b或t3_s）為換流結束時刻，此時MS的電流過零熄弧，電路發生切換，在盈余的換流能量作用下，電容C與MS斷口雜散電容、回路雜散電感產生高頻振蕩。由圖2及電容充放電特性可知，熄弧之后，UMS先反向振蕩（幅值約為電容C上電壓UC的二倍），直至UC與UMS幾乎相等，再按照Idc/C的速率正向增大。為了區分上述兩個階段，定義UMS在反向振蕩過程為反向瞬態剩余電壓，在后續正向增大過程為正向暫態開斷電壓。需要說明，Idc越小，則MS弧前di/dt越大，熄弧瞬間UC越大，弧后du/dt也越大，對MS介質恢復能力要求越高。

圖2 機械式DCCB的典型開斷波形 Fig.2 Typical interruption waveforms of mechanical DCCB

根據以上分析及機械式DCCB的工作特性，本文提出的換流技術性能評價指標如下：

①換流時間Δtos：從換流觸發到換流結束的時間差（Δtos=t3-t2），是決定DCCB開斷速度的關鍵因素。

②充電系統的耐壓要求UCp：預充電容Cp的充電系統在開斷過程中承受的最高電壓，決定了充電系統絕緣難度和造價。

③預充能量Wp：與Cp及其預充電壓U0相關，決定了換流裝置的成本和體積。

④預充能量損失率S：在一個完整開斷過程中損失的能量與預充能量Wp之比，決定了機械式DCCB經200~500ms的線路去游離時間后，若合閘到故障線路，二次開斷對充電系統功率或冗余能量的配置要求。

⑤機械開關熄弧壓力Pae：由MS的弧前di/dt與弧后du/dt之積決定，Pae是評價電弧能否可靠熄滅的關鍵指標，Pae越大則滅弧難度越大[16]。

1.2 機械式DCCB的各類換流技術

根據換流過程是否需要預充電能，可將機械式DCCB分為無源型和有源型。其中，無源型包括SF6振蕩型和負荷電流開關（Load Current Switch, LCS）輔助換流型；有源型包括高壓電容直接預充電型、耦合負壓型、電壓源換流器（Voltage Source Converter, VSC）輔助換流型等。具體如下：

SF6振蕩型機械式DCCB如圖3a所示，它以SF6弧壓作為激勵UE，在LC回路中產生自激振蕩電流[17-20]。受限于SF6的弧壓水平及建立速度，該類DCCB的最大開斷電流約為6kA，動作時間30~40ms，一般僅用作常規直流工程的轉換開關[21]。需要說明，SF6的負阻性使Ios振蕩上升，則Idc（IMS）總能在較接近Ios峰值的瞬間被成功換流，此時的Pae較小，有利于小電流的可靠開斷[22-23]。

圖3 無源換流型機械式DCCB Fig.3 Passive commutation mechanical DCCB

LCS輔助換流型機械式DCCB如圖3b所示，LCS的關斷電壓即為UE，但LCS的通態損耗較高，需要可靠的散熱系統[24-25]。此外，由于所整定的Ios首峰值較大，快速真空開關（Fast Vacuum Switch, FVS）開斷小電流時熄弧壓力Pae較大。

高壓電容直接預充電型DCCB如圖4a所示，利用開關S與充電電阻Rc從直流電網取電，充電可靠性較低[26-27]。該方案通過觸發球隙控制預充能量釋放。由于電壓激勵UE瞬間施加在換流回路，Ios首峰值較大，使小電流開斷工況的熄弧壓力較大。此外，為使DCCB每次開斷后恢復初始狀態，需要釋放CH的開斷電壓，導致預充能量損失率S較高。

耦合負壓型機械式DCCB拓撲如圖4b所示，通過耦合變壓器實現了充電系統與高壓側的隔離，其利用低壓側的晶閘管（Solicon Controlled Rectifier, SCR）觸發電壓激勵UE[28-30]。然而，變壓器的耦合效率有限，無法將低壓側的Wp完全利用[31]；耦合電感L2使換流回路L增大，即增大了換流所需的能量。此外，該方案仍存在預充能量損失率高和熄弧壓力大的問題。 DCCB進行改進。

表1 換流技術對比 Tab.1 Comparison of commutation technology

2 基于半控器件的RM-DCCB工作原理

2.1 拓撲結構與工作原理

本文提出的基于半控器件的RM-DCCB拓撲如圖5所示，它包括三條并聯支路。其中，通流支路由FVS構成；換流支路由電感LH、高壓電容CH和方波激勵源②（低壓預充電容Cp及四個快速晶閘管SCR）構成，為降低Cp及其充電系統耐壓要求，Cp取值應遠大于CH；吸能支路由MOA構成。

圖4 傳統有源換流型機械式DCCB Fig.4 Traditional active commutation mechanical DCCB

不同于傳統有源型機械式DCCB，文獻[32]利用IGBT的高頻投切，控制Cp多次向換流支路施加激勵，形成了類似于全橋MMC子模塊的方波激勵源（見后文圖5方波激勵源①），因此被稱為VSC輔助換流型。該拓撲的Ios波形與SF6振蕩型相同，減小了MS的熄弧壓力。此外，它將較大的Cp置于橋型結構中，降低了預充電系統的耐壓要求及每次開斷的能量損失率，是一種頗具潛力的有源諧振型機械式DCCB。

基于1.1節的評價指標，將所述的五種機械式DCCB的換流技術對比結果示于表1中。

由表1可知，與傳統機械式DCCB相比，VSC輔助換流型DCCB綜合優勢明顯。然而，文獻[32]所給出的Ios表達式由于未考慮預充電壓跌落而不夠精確，無法準確指導RM-DCCB的換流支路電氣參數設計。此外，雖然IGBT的控制靈活，但其耐浪涌能力差且單管成本高，限制了其經濟性優勢?；谏鲜龇治觯疚膶膿Q流技術著手，對機械式

圖5 RM-DCCB拓撲 Fig.5 Topology of RM-DCCB

在圖5中，Idc為總的直流電流，ILCP為通流支路電流，ICCP為換流支路電流，IEAP為流經吸能支路的電流；UE為方波激勵源②的對外電壓，它的初值等于預充電壓U0。

正常運行時，Idc流經通流支路的FVS。開斷直流電流時，RM-DCCB的典型開斷波形如圖6所示。

（1）t1時刻，RM-DCCB收到分閘命令，FVS的動、靜觸頭分離并燃弧。

（2）t2時刻，FVS達到安全開距，按照預先設置的時序觸發方波激勵源。當換流支路的固有頻率與方波激勵源的觸發頻率相同，可產生幅值遞增的諧振電流Ios，也即t2~t3階段內的換流支路電流ICCP。

圖6 RM-DCCB的典型開斷波形 Fig.6 Typical interruption waveforms of RM-DCCB

（3）t3時刻，ILCP在Ios的疊加作用下過零，則FVS中的電弧熄弧，Idc全部轉移到換流支路，并對該支路中的電容充電。

（4）t4時刻，換流支路兩端電壓達到MOA參考電壓，MOA從高阻態轉變為低阻態，ICCP逐漸轉移至吸能支路，Idc在MOA殘壓作用下開始衰減。

（5）t5時刻，Idc被衰減至零。

2.2 RM-DCCB的換流特性

振蕩電流Ios決定了機械式DCCB的換流能力，而RM-DCCB的Ios不同于傳統機械式DCCB，其本質是一種幅值遞增的串聯諧振電流，典型的波形如圖7所示。為精確描述其換流特性，本節從諧振電流Ios的產生過程入手，旨在厘清RM-DCCB的換流數學模型，并作為參數設計的基礎。

圖7 RM-DCCB電氣量示意圖 Fig.7 Diagram of electrical quantity of RM-DCCB

2.2.1 諧振特性分析

結合圖8分析Ios的諧振過程，圖中向上（藍色）、向下（綠色）箭頭分別代表對應電氣量的增加和下降。在此明確兩個假設：①通流支路與換流支路形成的回路中電阻很小，可忽略不計；②為得到Ios的粗略表達式，考慮到Cp?CH，不妨先忽略Ios產生過程中預充電壓U0的跌落，其波形如圖7所示，隨后在推導精確表達式時再進行修正。

圖8 Ios的產生與SCR導通路徑 Fig.8 Generation of Ios and conduction path of SCR

如圖8a所示，在首個周期觸發對角線橋臂的SCR2和SCR3，隨后撤除該觸發信號，由于SCR過零才能有效關斷，則Cp將對外持續放電并產生逆時針流動的Ios，該電流逐漸增大并對CH充電，CH的電壓UCH也會增大，當Ios達到逆時針方向峰值時，Ios的變化率為零，意味著此時電感LH上的壓降也為零；由基爾霍夫電壓定律可知，此時UCH=U0。

如圖8b所示，由于電感LH的續流作用，Ios的幅值雖然在沿逆時針方向減小，但仍會對CH充電，直到Ios下降至零時，Ios的變化率最大，LH的壓降最大。此時，UCH達到首個峰值2U0，Ios過零改變方向，SCR2和SCR3在過零點關斷。

如圖8c所示，Ios過零后變為順時針方向增大，為了確保Ios的振蕩峰值越來越大，在圖8c的初始時刻，需要改變Cp對外電壓方向，即觸發SCR1和SCR4，隨后Cp繼續對CH施加能量，當Ios達到順時針峰值時，UCH會變為右正左負。

如圖8d所示，Ios從順時針峰值下降并繼續對CH充電，直到UCH達到右正左負的峰值4U0。

隨后的UCH電壓將按照6U0、8U0、10U0…的規律疊加上升，具體的推導過程不再贅述。

2.2.2 換流數學模型

由上述分析可知，當不計U0跌落時，若RMDCCB每組對角線橋臂SCR2和SCR3（或SCR1和SCR4）的觸發頻率等于換流支路的固有頻率LCf，則每半波周期內UCH的峰值上升2U0。此外，Ios可看作是CH與Cp串聯形成的總激勵源UE對LH充放電形成的二階振蕩電流，由于Cp?CH，總等效電容約等于CH，則Ios的振蕩角頻率ω及固有頻率LCf可分別由式（3）、式（4）表示，其峰值Ios_max可由式（5）計算[32]。

以式（5）為基礎，結合UCH上升規律，并考慮到首半波內UCH的幅值與U0方向相反，可得Ios隨時間t變化的簡略表達式為

式中，n為Ios(t)處于第n個半波周期；ceil(·)為向上取整函數。

然而，在精確設計RM-DCCB換流支路電氣參數時需考慮U0在放電過程中的跌落，如圖7的黑色線所示。事實上，方波激勵源的電容Cp對CH及LH的放電是一個能量轉移的過程，結合圖7及能量守恒定律可知，CH在電壓為零的瞬間儲能為零，此時Ios達到半波內的峰值，相當于Cp釋放的能量全部轉移到LH，因此可得

式中，Ios_max_(n-1)為第n-1個半波周期的Ios峰值；UE_(n)為方波激勵源在第n個半波周期的電壓峰值。

進一步利用迭代法，即在n每增加1時，將式（9）中電壓幅值增加2|UE_(n)|，可得到振蕩電流隨時間的精確解析表達式Ios(t)，也即描述RM-DCCB換流特性的數學模型。

3 RM-DCCB換流支路電氣參數設計

3.1 參數設計方法

本節參數設計的目的是在滿足RM-DCCB快速、可靠開斷要求的前提下，尋找換流支路電氣參數（高壓電容CH，預充電容Cp及其預充電壓U0、電感LH）的最優組合，以實現RM-DCCB的緊湊化、低成本。為此，結合RM-DCCB的換流特性及開斷過程，給出如下5個約束條件及1個優化目標。

約束①：為確保直流電流的可靠換流，振蕩電流峰值應大于待開斷直流電流最大值。

約束②：為實現快速開斷，t1~t4階段對應的截斷時間應小于5ms[33]。

約束③：為防止FVS重擊穿，t3~t4階段內UCH的增長速度應小于FVS介質強度UFVS_d恢復速度。

約束④：為保證快速SCR安全，換流支路固有頻率fLC應小于SCR的極限工作頻率fSCR_max。

約束⑤：為降低元件耐壓要求，應確保Cp及其充電系統無明顯過電壓，根據串聯電容分壓原理可得

式中，UCp為Cp在暫態開斷過程中承受的電壓；UMOA為MOA的最高電壓；k為可靠系數。

優化目標：為降低RM-DCCB的體積和成本，其總電容容量WS應盡可能小。

在上述約束條件及優化目標的指導下，可得到如圖9所示的參數設計方法（圖9中序號與約束條件的序號相對應），并在3.2節展示設計示例。

圖9 換流支路電氣參數設計方法步驟 Fig.9 Step diagram of electrical parameter design method of commutation path

3.2 參數設計示例

以額定電壓Urate為100kV，額定電流Irate為3kA，最大開斷電流Idc_max為20kA的RM-DCCB為例，FVS的動作時間為3ms，則Ios_max需在1ms內達到20kA（對應約束①）。

Irate對應CH充電最慢工況，則將式（11）的Idc代換為Irate，即可得CH最大值為30μF（對應約束②）。

由于FVS的介質強度恢復速度約為1kV/μs[34]，考慮Idc_max為CH充電最快工況，由式（11）可得CH最小值為20μF（對應約束③）。

限于現有商用快速晶閘管的技術水平（fSCR_max約為10kHz），則fLC需小于10kHz。因已知CH不小于20μF，由式（4）可得LH應大于12.67μH。現有100kV電壓等級的DCCB的雜散電感約為50μH[35]，為減小換流難度，將LH取作雜散電感（對應約束④）。

由于MOA的電壓比約為1.6倍[34]，則考慮一定的裕量，UMOA也不超過170kV。由式（13）可知，在CH、U0及k確定的情況下，Cp存在一個下限（對應約束⑤）。

隨后，以式（6）和式（9）為基礎，利用枚舉法進行優化。從CH最小值20μF開始，設k為1.2，將U0的變化范圍設置為2 000~3 000V，變化步長取為50V，令Cp從最小值以0.5mF步長增長，可得到如圖10a所示的，1ms內可開斷20kA電流的所有U0、Cp組合。取容量最小組合，即U0為2 100V，Cp為8.1mF。

之后，令CH以1μF步長增長，得到CH變化時對應的Cp和U0最優取值，并在圖10b中示出這些工況下的Cp的容量WCp、CH的容量WCH和總電容容量WS。取WS最小組合，即LH、CH、Cp、U0分別為50μH、20μF、8.1mF、2.1kV。

圖10 換流支路參數優化結果 Fig.10 Parameters optimization results of current commutation path

4 仿真驗證及方案對比

4.1 換流模型及參數設計方法驗證

以圖10b對應的最優參數為例，對換流數學模型及參數設計的正確性進行驗證。圖11a的Ios解析計算結果源于式（6）和式（9），它與PSCAD的仿真結果基本吻合，說明2.2節的數學模型足夠準確。此外，如圖11a所示，Ios在1ms內能恰好達到20kA；由圖11b可知，開斷3kA電流時，CH充電時間（從電流熄弧時刻到吸能支路導通的時間段）約為782.3μs，證明了參數設計方法的正確性。

圖11 換流數學模型及參數設計正確性驗證 Fig.11 Correctness verification of commutation mathematical model and parameter design

4.2 故障開斷仿真

以一個±500kV四端直流電網進行仿真分析，其結構如圖12所示，參數見表2。

在PSCAD/EMTDC中搭建如圖12所示仿真模型，RM-DCCB采用5個100kV模塊串聯的方案以降低FVS的單斷口耐壓[36]，其中每個100kV模塊參數 取3.2節的優化值，得到如圖13所示的故障開斷波形。

圖12 四端雙極直流電網結構 Fig.12 Configuration of four-terminal bipolar DC grid

表2 四端雙極直流電網參數 Tab.2 Parameter of four-terminal bipolar DC grid

在圖13a中，t0為0.6s時發生故障；t1為0.601 0s時，FVS的動、靜觸頭分離并燃??；t2為0.603 0s時，按照換流支路固有頻率輪流導通快速晶閘管SCR2、SCR3或SCR1、SCR4；t3為0.603 4s時，Idc過零并轉移到換流支路；t4為0.603 8s時，換流支路的電壓達到MOA參考電壓，則MOA被導通并迫使Idc（IEAP）下降；t5為0.610 8s時，Idc在接近零 時被殘余電流開關開斷。

圖13 故障電流開斷波形Fig.13 Interruption waveforms of fault current

由圖13b可知，Cp在換流階段對外呈現的電壓激勵UE頻繁改變正負極性，且Cp的電壓UCp波動很小，即Cp及其充電系統的耐壓要求較低。此外，SCR1~SCR4的耐壓U1、U2、U3、U4均小于3kV，這也是將RM-DCCB歸為機械式DCCB的原因。

由圖13c可知，5個100kV的RM-DCCB模塊總殘壓UMOA為780（156×5）kV，足以迫使Idc衰減。由UCH波形可知，它在方波激勵源的充電作用下振蕩上升，這也是Ios能夠振蕩增大的原因。

4.3 方案對比

以文獻[9, 18, 24, 27]所示的機械式DCCB與本文RM-DCCB對比，將其所需的電容容量均轉換為100kV×10kA開斷容量下的等效值，對應的結果見表3。其中，CH、Cp折合后的容量WCH_1000MW、WCp_1000MW可分別參考式（15）、式（16）。

表3 不同拓撲的性能對比 Tab.3 Performance comparison of different topologies

由表3可知，RM-DCCB的技術優勢如下：換流時間可達傳統有源型機械式DCCB同等水平（開斷速度快）；充電系統耐壓要求大幅降低（研制難度低）；需配置電容的總容量最低（體積、成本小）；每次開斷的預充能量損失率最低（易于實現短時間內的快速充電及再次開斷）。

此外，為對比半控型與全控型RM-DCCB的換流性能，將其Ios波形示于圖14中。由于IGBT的控制靈活且關斷時間小于1μs；而快速SCR存在約10μs的恢復時間，會造成一定的關斷延時[37]。在SCR恢復期間，Ios通過SCR的反并聯二極管續流。為保證前組SCR的可靠關斷，以防止Cp短路，需適當延遲下組SCR的觸發；在此期間，Cp無法對CH充電，因此Ios峰值比全控型略?。ㄒ员疚膿Q流參數仿真，相差約3%）。Ios峰值相差較小的原因是：如圖14所示，SCR恢復階段的諧振電流Ios接近于零點，其積分面積（對外充電）也較小。

圖14 半控型與全控型RM-DCCB的IosFig.14 Ios of semi and fully controlled RM-DCCB

可見，快速SCR在提升RM-DCCB經濟性的同時，略微降低了其參數匹配及換流能力。上述現象意味著半控型RM-DCCB開斷相同幅值直流電流時，可能需要多等待一個振蕩周波，但考慮到目前機械式DCCB換流頻率約為數千赫茲[38]，即便多等待一個周波時間（約百微秒）也是可以接受的。

5 結論

為降低機械式DCCB的換流時間、充電系統耐壓要求、預充能量、能量損失率、機械開關熄弧壓力，促進機械式DCCB的輕型化發展，提出一種基于快速晶閘管的RM-DCCB。研究了RM-DCCB的換流特性及參數設計方法，基于PSCAD/EMTDC的仿真驗證了上述內容的正確性。具體結論如下：

1）不同機械式DCCB的換流過程可描述為電壓激勵在LC回路引發的振蕩過程，其換流能力由電壓激勵及換流回路的電容、電感決定。

2）通過精確控制快速晶閘管的導通時間，確保電壓激勵的頻率與換流支路固有頻率相同，使RMDCCB產生串聯諧振現象，可實現不同幅值直流電流的可靠換流。

3）基于雙電容構造的換流支路，在換流過程中需考慮預充電容的電壓跌落，實現RM-DCCB電氣參數的準確設計。