基于LLC+LC雙諧振變換器的電除塵高頻電源設計

張潔平，陳元招，陳 陽

(1.閩西職業技術學院，福建 龍巖 364021；2.龍巖學院，福建 龍巖 364000)

目前，國內電除塵高頻電源頻率通常為15～20kHz，采用兩級調幅方式，其中一級為固定頻率控制LCC模式，另一級采用BUCK電壓調幅方式。由于采用直接升壓后進行全波整流，輸出額定電壓為72kV的直流負高壓，因次級繞組匝數多，電壓高，產生的匝電容很大，從而產生環流，導致開關器件損耗非常大，且變壓器絕緣距離大，造成變壓器設備的體積相應也更大，設備利用率低、制造成本高[1-2]。

隨著LLC諧振軟開關技術的發展并應用到電除塵設備，在重載時電流大頻率低易實現ZVS導通，但輕載時電流小頻率高較難實現ZVS導通，應用效果不是很理想[3-5]。隨后有研究學者進行了改進和優化，采用LLC準諧振變頻方式，固定脈寬調頻控制(PFM)，頻率變化規律與LLC多諧振變換器相反，輕載時頻率變低，由于LLC準諧振變換器并聯一個大電感，環流可忽略不計，變換效率提高了一些，但又帶來頻率變化范圍太寬的問題[6-7]。為了解決頻率范圍寬問題，將LLC諧振變換器與Buck電路組合，采用定頻控制，進行調幅與降壓兩級控制，實現ZVS導通，但此種組合方式使輸出效率降低，同時輸出的控制開關器件與主諧振回路開關同步，變壓器副邊輸出采用PWM調制，開關器件耐壓值難以達到，存在大電流關斷等問題，不適合輸出電壓非常高的場合[8-9]。

針對LCC和LLC諧振變換器應用在電除塵高頻電源系統出現的諸多問題，本文提出LLC+LC雙諧振變換器的電除塵高頻電源設計，根據開關頻率fS等于諧振頻率fT進行參數設計，全橋逆變器采用有限雙極性控制技術，在不同占空比條件下實現全范圍的ZVS導通和近零電流關斷。同時高開關頻率時整流輸出采用十倍壓以上倍壓整流器，減小變壓器與電感的磁性元件的尺寸，從而實現設備低成本、小型化和高效率傳輸。

1 雙諧振變換器的電除塵高頻電源硬件電路

雙諧振變換器的電除塵高頻電源由主電路和控制電路構成，其中主電路包括電阻繼電器緩沖器、三相橋式不可控整流器、濾波電容、緩沖電感、全橋逆變器、LLC+LC雙諧振變換器、高頻變壓器、倍壓整流器和除塵器本體，控制電路包括信號處理單元、DSP控制單元、驅動單元、保護電路、觸摸屏和儀表指示等，如圖1所示。三相交流電經過電阻繼電器吸合控制整流濾波后，然后通過全橋逆變和諧振變換器進行變換和處理，再經過高頻變壓器升壓后，最后經過倍壓整流器進一步升壓整流，輸出直流負高壓，作為電除塵本體除塵電源使用。

圖1 雙諧振變換器的電除塵高頻電源的電路框圖

1.1 LLC+LC雙諧振變換器

LLC+LC雙諧振變換器主電路主要由逆變橋、主諧振電路和輔助諧振電路組成，其中主諧振電路由Lr、Lm、Cr構成(屬于全橋輸入電壓值諧振)，輔助諧振電路由Lo、C1、C2構成(屬于輸入半電壓值諧振)，如圖2所示。S1-S4兩端并聯電容，D1-D4為內部反向二極管，能起到鉗位作用。LLC+LC雙環諧振變換器的工作波形如圖3所示。本文以第一個半周為例進行說明：在t1時刻，S1、S4導通，Lo進行儲能，iLo、iLm線性上升，導通一段時間后，到t2時刻后，S4關斷，S1繼續導通，iLo繼續線性增大，iLm迅速減小，變壓器進入空載狀態，C、D兩端的等效電阻為最大，此時，Lm對C3、C4進行充放電，使D點電位上升至Vin(+)，S3處于零電壓狀態，等待其驅動脈沖；到t3時刻后，S1關斷，Lo釋放能量，iLo線性減小，Lo對C1、C2進行充放電，B點電位下降至Vin(-)，S2處于零電壓狀態，等待其驅動脈沖，由此反復過程。全橋逆變器采用有限雙極性控制，也稱偽相移控制，S1、S2采用固定脈寬控制，占空比為0.45，留有0.05Ts的死區時間，而S3、S4采用可變脈寬(PWM)控制，改變占空比控制，在[0,0.45]范圍內變化使輸出電壓可調[10-14]。在諧振變換器工作過程主諧振電路可以實現S3、S4的ZVS導通，而輔助諧振電路可以實現S1、S2的ZVS導通，即四個開關器件可實現全范圍零電壓導通。

圖2 LLC+LC雙環諧振變換器主電路圖

圖3 LLC+LC雙環諧振變換器的工作波形圖

1.2 倍壓整流器

為了保證除塵效果，除塵器負載電壓需足夠高，必須進行倍壓整流[14]，如圖4為十三倍壓整流電路，其中AC與GND輸入二次交變電壓，經過多次的電容反復充電和二極管阻斷逐級升壓后，在-Vout與GND端輸出直流負高壓，作為電除塵器本體負載供電電源。倍壓整流電路設計應注意以下幾個方面。

(1)當電容耐壓不足時，可多個串聯使用；二極管可采用硅堆或多個串聯使用，同時為了采樣輸出電流，電路中串聯了大功率小阻值電阻，作為恒流輸出和限制輸出電流。

(2)當二次電壓較低時，為保證電除塵器本體負載電壓達到要求，倍壓整流器的倍數應適當增大。

(3)當倍壓整流的倍數增大，電容傳送功率的能量降低，需要提高頻率或選用容量較大的電容器。

圖4 倍壓整流電路圖

2 器件選型與參數計算

高壓靜電除塵高頻電源基本參數如下：直流輸入電壓為430V，開關頻率為40kHz，變壓器二次高壓整流后輸出直流負高壓72kV，最大電流0.12A，實際輸出最大功率約9kW，電源效率約為97%。

2.1 全橋逆變器

全橋逆變器設計重點在于選擇開關器件，根據開關頻率從低到高可相應選擇IGBT、COOL-MOS、V-MOS、SiC(碳化硅)、GaN(氮化鎵)等開關器件。根據實踐過程的經驗和開關器件參數特性，當開關頻率在40kHz≤fs≤80kHz時，可選用COOL-MOS器件，其具有通態電阻小、損耗小、價格低廉優點，但結電容大，雪崩能量小；當開關頻率在100kHz≤fs≤200kHz時，須選用V-MOS器件，其結電容比COOL-MOS小，開關速度快好幾倍[15]。因此，根據試驗參數Pm=9kW、fs=40kHz，可選擇型號為IXFH50A85X(50A，850V)的COOL-MOS開關器件，諧振電容值和電感分別由式(1)、式(2)求得為0.3μF，52.9μH。

(1)

(2)

綜上所述，只有滿足WL>WC條件，即LI2>cu2，S3、S4才能實現ZVS導通，當C3、C4電容越大，du/dt越小，S3、S4關斷損耗越小，同時Lm電感量也需減小，勵磁電流iLm增大，環流損耗增加。因此，C3、C4不宜選過大，一般為開關器件結電容的3～4倍。

2.2 高頻變壓器

高頻變壓器可選用EE110鐵氧體磁芯，內芯面積為3.6cm*3.6mm，選擇初級匝數10匝。設計fs=40kHz時，磁通密度在額定輸入直流電壓500V情況下，根據N=Vin/400fBAe，在滿占空比的最低電壓430V，那么此時磁通密度根據式(3)求得為0.207T，即2070Gs。

(4)

因此，在油冷條件下，選擇2000Gs以上。

根據試驗參數設計13倍壓整流升壓電路，考慮器件影響，實際輸出電壓倍數為10倍左右，則要求高頻變壓器次級電壓U2為7000V左右，根據n2=U2n1/U1=7000*10/430=163匝，因此高頻變壓器二次繞組選擇在160～165匝之間。變壓器油介質根據擊穿電壓安全距離，1mm按1000V選擇，即7000V選擇7mm，兩邊對磁芯的距離各為3.5mm，考慮EE110兩邊有1mm氣隙和骨架，實際距離骨架左右2mm即可。

2.3 倍壓整流器

高壓靜電除塵要求輸出直流負高壓72kV，電流最大為0.12A，見圖4所示，R1、C1是采樣輸出電流，C1可選擇4個0.1μF/2000V串聯，C2-C13電容均采用7個0.1μF/2000V串聯，經驗算，從-Vout至GND，C1、C3、C5、C7、C9、C11、C13各組電容承受電壓之和約為91kV，能保證72kV負高壓輸出。每個電容需并聯一個電阻，起均壓和放電作用，根據電容實際承受平均電壓計算，可選用5.1MΩ/1W，而二極管選用二十個型號為MUR1100的超快恢復二極管串聯代替，實現倍壓整流。

3 控制系統軟件設計

3.1主程序設計

電除塵高頻電源通電后，主程序運行執行系統各部分硬件參數的初始化，先進行PWM、ADC、SCI配置，然后上位機進行通訊，接收上位機命令，設置參數，同時發送實時計算數據，更新一次電流，二次電壓二次電流計算值。主程序設計流程如圖5所示。

圖5 主程序設計流程圖

3.2 PWM中斷控制程序設計

為了保證靜電除塵器具有較高的除塵效率，需要將火花次數控制在一定范圍內，使靜電除塵器保持在臨界電壓，因此電除塵高頻電源的軟件控制主要是PWM中斷控制程序設計，其思路是根據采樣的電壓、電流值是否超過閾值判斷火花標志，然后判斷是維持電壓還是升壓狀態，調整電壓系數K1，再判斷電流是否超過限流值，調整電壓系數K2，再根據電壓系數K1、K2計算輸出電壓和PWM占空比。PWM中斷控制程序設計流程圖如圖6所示，首先通過模擬模塊采樣的一次電流i1、二次電壓u2和二次電流i2值并實時更新，計算兩次采樣的u2差值，然后分別比較i1瞬時值和設定的閥值、比較u2瞬時值和設定的閥值、Δu2的變化差值和電壓限值(閥值a)、比較i2瞬時值和設定的閥值，判斷是否已有火花？若判斷為火花后，K1以設定速度遞減到下限值，達到下限后，進入維持電壓狀態，K1保持不變，維持電壓狀態持續設定的時間，保證火花熄滅后進入升壓狀態，K1以設定速度遞增到最大值，再判斷一次電流有效值是否大于電流限值(閥值b)，如果超出，則K2以設定的速度遞減，反之遞增；再根據K1、K2和設定的輸出電壓計算出實際的電壓值u，最后根據輸出電壓u計算PWM輸出比較器值。

圖6 PWM中斷控制程序流程圖

4 試驗波形

為了驗證LLC+LC諧振軟開關變換器應用電除塵高頻電源的合理性，搭建了諧振變換器實際電路，電路主要參數：Vin=430V，fs=40kHz，全橋逆變器開關器件選用型號為IXFH50A85X的COOL-MOS功率管，高頻變壓器選用EE110(1:16)的鐵氧體磁芯，倍壓整流電路二極管選用型號為MUR1100的超快恢復二極管，LLC+LC諧振元件參數L0為250μH，Lr為50μH，Cr為0.3μF/2000V，Lm為250μH，S1、S2采用固定脈寬控制，占空比約為0.45，而S3、S4采用PWM控制，調節占空比D，并進行測試S2、S4的VDS和iLr波形，測試波形如圖7所示。由試驗波形可知，LLC+LC諧振軟開關變換器輸出電流實驗波形與理論分析基本一致，近似正弦波，開關器件S1-S4的VDS波形梯形化，大大降低了開關動態損耗，提高了轉換效率。

(a)S2、S4的VDS電壓波形

(b)iLr電流波形(D=0.45)

(c)iLr電流波形(D=0.4)

(d)iLr電流波形(D=0.25)圖7 試驗波形

5 結論

LLC+LC雙諧振變換器在電除塵高壓電源系統應用后，主要有以下優勢。

(1)逆變全橋S1-S4都并聯電容，采用定頻有限雙極限控制技術，開關器件VDS波形梯形化，使dV/dt的電壓變化率減小，實現了全范圍ZVS導通和近零電流關斷，開關元件轉換動態過程的損耗大大減小。同時進一步提高變換器的開關頻率，即使開關頻率增大到200kHz時，開關管損耗仍非常小，散熱器尺寸縮小，高頻變壓器尺寸也相應減小。

(2)LLC+LC雙諧振變換器屬于一級變換器方式，不需要二級BUCK電路降壓調制或可控硅斬波方式，具有效率高、控制方便、設備成本低的優勢。

(3)升壓整流電路采用十三倍壓整流器，降低變壓器二次高壓繞組電壓，縮小高頻變壓器繞組空間的絕緣距離，減小匝電容以及電容產生的環流，大大降低開關元件的損耗。

(4)開關頻率為40～50kHz時，器件可選擇價格低廉的COOL-MOS器件，開關頻率為100～200kHz時，可選擇V-MOS器件，損耗仍很小，具有明顯的成本優勢。

因此，基于LLC+LC雙諧振變換器的電除塵高頻電源能實現全范圍ZVS導通和近零電流關斷，具有效率高、損耗小和成本低的明顯優勢，為高效率電除塵電源設計和研制提供技術參考，具有較高的推廣價值。