邊緣貼裝連接器過渡結構帶寬改進設計

張凱旗 李 曉* 王耀利張 翀程亞昊

(1.中北大學電氣與控制工程學院，山西 太原 030051；2.中北大學南通智能光機電研究院，江蘇 南通 226000；3.中北大學信息與通信工程學院，山西 太原 030051；4.中北大學儀器與電子學院，山西 太原 030051；5.中北大學微系統集成研究中心，山西 太原 030051)

THRU－校準板(射頻電路板)是高速電纜精確電氣特性(插入損耗、回波損耗等)的必要部件。隨著高速串行鏈路的發展，對于THRU－校準板的需求越來越高。為了實現校準板與測量儀器的互連，連接器被廣泛應用于高速串行鏈路測試中[1]。在各種類型的連接器中，邊緣貼裝連接器是最常見的選擇。隨著數據傳輸速率的不斷提高，校準板必須能夠在高頻率下保持傳輸特性。然而，對于測試板邊緣貼裝連接器，連接器與校準板的過渡結構中容易出現不連續性。這種不連續性嚴重影響信號的傳輸性能，制約校準板的測試帶寬。

目前，針對過渡結構的不連續性，用來提升校準板測試帶寬和傳輸性能的方法很少，而且整體提高效果不明顯。賁蓉蓉等人[2]在SMA 連接器與PCB過渡結構的信號完整性研究中，分析了焊盤大小與反焊盤大小對特征阻抗的影響。吳顯發等人[3]研究了射頻連接器的絕緣介質與微帶板之間預留間隙對內導體與微帶板之間焊接點熱應力的影響。李海岸等人[4]在對轉微帶射頻連接器的研究中，提出了通過添加絕緣子來提升傳輸性能的方法。宋凱旋等人[5]在射頻連接器與微帶線組件焊接過渡段的信號完整性研究中，改變反焊盤尺寸改善了0～12 GHz頻段內的信號的質量，并提出一種通過提取鏈路電參數來分析過渡結構傳輸性能的方法。Marko Magerl 等人[6]通過測量各種類型連接器的特性，發現選擇合適的連接器類型可以提升鏈路的測試帶寬。王闊等人[7]提出一種帶座彈片接觸方式的測試夾具方案，可以滿足不大于2 GHz 的射頻性能測試。Wang 等人[8]提出減小焊接部分信號線的寬度有效補償特征阻抗突變方法，在0～18 GHz 頻段內提升組件的傳輸性能和信號完整性。紀銳等人[9]在對同軸連接器的研究中，分析了連接器接觸表面退化對傳輸性能的影響。李凱等人[10]在對SMA 連接器的研究中，通過在連接器兩端外接同軸導線，并對接觸體與絕緣體之間空隙及接線處的空氣間隙進行優化，改善了信號的傳輸質量。孫遜等人[11]通過引入空氣同軸、線性微帶漸變線兩種補償措施，在5 GHz～20 GHz 以內改善了同軸結構到微帶線轉接模型的傳輸特性。Hwang Chulsoon 等人[12]在對多層板SMA 發射結構的研究中，提出邊緣電鍍技術改善多層板返回路徑不連續。以上研究基本只局限于頻率在20 GHz 以下組件的傳輸性能。

本文研究了一種邊緣貼裝連接器過渡結構，提出了提高校準板測試帶寬和傳輸性能的簡單方法。通過理論分析過渡結構中返回電流路徑不連續的原因，提出過渡結構底層添加焊料改善過渡結構不連續性的方法，然后為了進一步改善過渡結構中返回路徑的不連續性，分析了邊緣貼裝連接器過渡結構中的波導結構，估算了波導結構的截止頻率，提出了減少波導結構寬度提升測試帶寬的方法，并對兩種方案進行仿真分析和實驗驗證。結果顯示，利用兩種方案對過渡結構處理之后，極大提升了校準板的傳輸性能，使其測試帶寬提升到40 GHz。

1 理論分析

1.1 信號返回路徑

一般來說，每個獨立的信號都有返回信號，并且都存在信號回流路徑。PCB 設計者會花費大量的時間和精力對信號線的流動路徑進行設計規劃，對于返回信號則不處理，任憑信號隨機尋找路徑返回。因此，缺少對信號回流路徑的控制是導致信號線完整性問題的一個基本原因[13]。

當信號電壓施加到傳輸線入口的瞬間，信號路徑和參考路徑之間產生電位差，同時伴隨著電荷的積累，從而產生電流，這類似于電容的充電。在信號向前傳播的過程中，傳輸線上的各個位置依次重復這一過程，不斷有電流產生。隨著信號的傳播，產生電流的位置不斷前移。即使信號沒有到達末端，或者即使末端開路，電流同樣存在。

對于微帶傳輸線，在信號線一端施加信號電壓，外在的表現相當于信號電流從微帶線一端流入，返回電流從參考平面流回。當信號電壓施加在傳輸線入口的瞬間，傳輸線與參考平面之間形成電位差，同時伴隨著大量電荷積聚，電荷移動產生電流，信號電流和返回電流共同形成完整的信號回流路徑，微帶線信號回流路徑如圖1 所示，其等效電路如圖2所示。

圖1 微帶傳輸線電流返回路徑

圖2 信號路徑等效電路

對于多層印制電路板的接地共面波導結構，返回電流既在信號線下流動，也在共面地平面內流動。隨著頻率的增大，返回電流越來越多地聚集在信號線下方，而不是在共面返回結構中流動。但是，當射頻連接器安裝在電路板焊盤上時，如圖4 所示，校準板與連接器組成的過渡結構由于連接器與板邊的接觸為機械硬貼合以及一些實際操作的誤差，連接器與電路板之間存在間隙，信號的接地層(電路板第二層)無法物理連接到連接器的外殼，通過共面地平面返回連接器外殼路徑太遠，電流通過共面地平面被分流導致相當高的阻抗，無法提供高頻的電流返回路徑，因此，返回電流集中從信號接地層邊緣流向底層，并返回連接器外殼。如圖3 所示為2.92 mm 射頻連接器。

圖3 2.92 mm 射頻連接器

圖4 過渡結構的返回路徑示意圖

如圖4 所示，過渡結構的返回電流路徑其實是不連續的，校準板與連接器外殼之間存在間隙，以至于返回路徑出現斷層。連接器外殼、間隙和底層PCB 相當于電容，類似電容充電過程，返回信號會繼續向前傳播到達連接器外殼。返回電流雖然可以返回連接器外殼，但是相比于連續返回路徑，返回信號到達連接器的時間變長，并且還有部分信號從間隙處泄漏，最終導致信號的傳輸質量變差。為了提升信號傳輸性能，必須解決結構中這種不連續性。

根據造成不連續的原因，提出一種解決方案:在底部連接器外殼與固定塊之間增加焊料。該方案是以焊料作為連接器外殼與校準板之間的紐帶，為過渡結構填補了間隙，增加返回路徑的連續性。

1.2 波導理論與λ/4 頻率(截止頻率)

為了進一步改善過渡結構中返回路徑的不連續性，以矩形波導理論對其進行研究。

在多層板結構中，返回路徑電流不可避免地流過平行板結構。通過連接每個平行板的通孔，該結構可視為矩形波導結構。波導結構的輸入端位于安裝連接器的板邊緣，波導結構的其余三個邊緣分別為兩側通孔壁和另一端安裝連接器的板邊緣。

在波導結構截止頻率以下的頻率范圍內，只有消失模存在，波導內只有能量存儲，沒有能量傳輸。大多數電流通過最近的短路通孔，波導結構可被視為短路，并且不會發生電流返回路徑失真。然而，在高于截止頻率的頻率中，電流返回路徑轉而向波導內，激勵波開始通過波導傳播，電流返回路徑失真。因為波導結構是一個短端矩形波導，在λ/4 諧振頻率(截止頻率)處，畸變達到最大值。

如圖5 所示為由平行板組成的波導結構，其兩邊為通壁。波導結構的截止頻率由波導的寬度決定(寬度為a)。將從HFSS 模擬中提取的相位常數與理論值進行比較。在理論計算中，假設了一種理想的帶PEC 壁的波導結構。如圖6 所示，這種差異可以忽略不計，因此可以得出結論，在波導分析中，通孔壁可以被認為是良好的固體導體。

圖5 波導結構截面圖

圖6 HFSS 模擬中提取的相位常數和理論值的比較

根據之前提到的電流返回路徑，可以得到出現不連續的頻率與波導結構的特性有關。在這一部分中，基于這一關系，利用矩形波導理論方程進行驗證。

從返回電流路徑的角度來看，由于嵌入在邊緣貼裝連接器過渡結構中的波導結構是短截線結構，因此當波導結構的電長度達到λ/4 時，進入該波導結構的阻抗將變為最大。隨后，返回電流路徑失真程度在λ/4 頻率(截止頻率)處也變為最大。根據矩形波導理論，其傳輸常數(相位常數)γ和λ/4 頻率(截止頻率)fr計算如下:

式中:εr表示波導結構相對介電常數，f為頻率，c表示光速，a、b分別表示波導結構的寬度和高度(如圖5所示)，m表示場量在波導寬邊上變化半個駐波的數目，n表示場量在波導窄邊上變化半個駐波的數目。

返回電流通過安裝連接器的板邊緣，激勵波在波導結構以TEmn、TMmn模式傳播。由于波導平行板之間的間隙通常很小，足以忽略沿垂直方向的變化，因此只需要考慮TEn0模式。此外，回流電流的分布相對于信號線的中心是對稱的，因此波導中只有TE10模式傳播，所以可以把式(1)、式(2)簡化為:

式中:εr為相對介電常數，f為頻率，c為光速。其余參數a和b分別為波導結構的寬度和長度。

注意，除了介電特性之外，只要板厚與目標波長相比足夠小，僅有通孔壁間距對λ/4 頻率(截止頻率)fr有貢獻，隨著通孔壁間距的減少，波導結構的截止頻率逐漸增大。因此，可以通過縮小通孔壁間距，來提升過渡結構的傳輸性能和測試帶寬。

2 仿真分析

上一節從理論上分析了導致邊緣貼裝連接器過渡結構返回路徑不連續的原因，并且提出了過渡結構底層添加焊料和縮小信號線兩側通孔壁間距兩種改進方案。本節對兩種方案的可行性進行仿真驗證。

如圖7 所示根據射頻連接器與THRU－校準板的實際尺寸和材料參數，對其進行建模和有限元分析。

圖7 校準板3D 模型示意圖

校準板中射頻連接器為羅森博格公司提供的2.92 mm 連接器，校準板為4 層板結構，第一層為信號線與共面地平面，第二層、第三層和第四層都為地平面，第一層和第二層之間為參考層，材料為Rogers4350B，厚度為0.254 mm，相對介電常數為3.48，第二層和第三層之間、第三層和第四層之間為介質層，材料為FR4，厚度分別為0.485 mm 和0.300 mm，相對介電常數為4.4，信號線寬度為0.52 mm。校準板上的導電通孔將射頻連接器的固定塊與校準板底層地平面相連，射頻連接器的信號微針與微帶線的信號線相連。模型的邊界條件設置為輻射邊界條件。頻率掃描范圍設置成0～40 GHz，求解頻率為20 GHz。剖分網格為自適應網格。

2.1 過渡結構底層添加焊料

保證模型尺寸、材料參數不變，使用場求解器模擬連接器與校準板組成的過渡結構的電場分布，端口輸入設置射頻連接器同軸部分。如圖8(a)所示為無焊料下過渡結構的電場分布，如圖8(b)所示為有焊料下過渡結構的電場分布。從電場分布圖可知，PCB 板第一層信號層、第二層接地層和連接器邊緣的電場強度最強，過渡結構底層無添加焊料時，電場從間隙向外擴散；過渡結構添加焊料后，未發生這種情況。仿真結果表明:過渡結構底層添加焊料阻止信號泄漏，保證返回電流路徑的連續。在此基礎上，使用數值求解器仿真得到兩種情況下的插入損耗。如圖9 所示，在0～40 GHz 頻段內，添加焊料下的S21參數值整體大于未添加焊料的下的S21參數值，尤其是頻率在12 GHz～28 GHz 范圍內S21參數整體提升1 dB 左右，但是兩者還是在相同頻率下出現了最大諧振點。表明添加焊料之后信號傳輸性能提升，證實了該方案有效。但是添加焊料后并沒有影響過渡結構的最大諧振點，說明該方案并沒有提升過渡結構的測試帶寬。

圖8 過渡結構電場模擬

圖9 過渡結構底層有無添加焊料下的插入損耗

2.2 縮小通孔壁間距

在板厚和其他因素不變的情況下，減小通孔壁間距進行仿真分析。設置通孔壁間距為變量a，a分別為2.5 mm、3 mm、3.5 mm，得到仿真曲線。如圖10 所示為在不同通孔壁間距下的傳輸常數，在0～40 GHz頻段內，隨著通孔壁間距的減小，截止頻率向更高的頻率移動，與理論理解相符，驗證式(4)的正確性。

圖10 不同通孔壁間距下的傳輸常數

如圖11 所示，隨著通孔壁間距減小，S21參數增大，S11參數減小，最大諧振點所對應的頻率越來越大。當通孔壁間距為2.1 mm 時，除了某幾個頻率點以外，在0～40 GHz 頻段內的S參數值均優于通孔壁間距為3 mm 和3.5 mm 下的S參數值。表明通過減小通孔壁間距來提升過渡結構的帶寬是可行的，并且提升了其傳輸性能和匹配性能。

圖11 不同通孔壁間距下的S 參數

3 實驗驗證

上一節針對過渡結構底層添加焊料與減少波導結構寬度兩種方案已經進行了仿真分析，本節分別對兩種方案進行實驗驗證。將過渡結構底層添加焊料記為方案1，減少波導結構寬度記為方案2。實驗所需器件包括矢量網絡分析儀、射頻電纜和THRU－校準板等，實驗在室溫環境中進行，如圖12 所示為THRU－校準板實際測試連接圖。

圖12 THRU-校準板實際測試連接圖

對于方案1，實驗測試兩種THRU－校準板，如圖13 所示分別為過渡結構底層添加焊料和未添加焊料兩種情況，測試結果如圖14 所示，在0～40 GHz頻段內，底層添加焊料之后，S21參數均大于未添加焊料時的S21參數，S11參數均小于未添加焊料時的S11參數。并且S11參數值均小于－15 dB，S21參數值均大于－4.2 dB，相比未添加焊料時，S11參數整體提升5 dB 左右，S21參數最大提升2 dB 左右，測試結果表明:添加焊料提高過渡結構的匹配與傳輸性能，證明該方案可以解決電流返回路徑的不連續性。

圖13 2.92 mm 射頻連接器底層有無添加焊料示意圖

圖14 過渡結構底層有無添加焊料下實測的S 參數

對于方案2，通過對通孔壁間距為2.1 mm、3 mm、3.5 mm 的三種THRU－校準板進行測試，得到如圖15所示測試結果。由實驗結果可知:在0～40 GHz 頻段內，隨著孔壁間距的減小，S21參數整體曲線趨于穩定，S11參數逐漸減小，最大諧振頻率逐漸增大。由圖15(a)可知，當孔壁間距為3.5 mm 時，在36 GHz 頻率處出現共振，而當孔壁間距為2.1 mm 時，到40 GHz頻率處也沒有發生共振。測試結果表明:減小通孔壁間距可以提升過渡結構的測試帶寬，進而提高校準板的匹配和傳輸性能，測試結果證實兩側過孔壁之間的距離越小，過渡結構的截止頻率越高，這與理論分析一致。由于通孔布局的選擇通常有限，因此減小波導的寬度是獲得較寬帶寬的更有效方法。

圖15 不同通孔壁間距下的S 參數實測值

基于對兩種方案的分析和驗證，得出結論:分別應用兩種方案對校準板進行處理，校準板的性能有明顯改善。現在同時利用兩種方法對THRU－校準板進行處理，在保證其他物理尺寸都不變的條件下，在過渡結構底部添加焊料，并且設置信號線兩側通孔間距為2.1 mm，進行實驗測試，得到的實測結果與未做處理的測試結果進行對比，如圖16 所示為處理前和處理后S參數的對比結果。測試結果可知:校準板經過處理之后，在0～40 GHz 頻段內S21參數均大于－4 dB，S11參數均小于－13 dB，相比于未做處理的的校準板，S21參數整體提升3 dB 左右，S11參數整體提升15 dB 左右，測試結果表明通過過渡結構底層添加焊料和改變波導結構寬度可以將校準板測試帶寬提高到40 GHz。并且極大地提升了校準板的傳輸性能。

圖16 校準板處理與未處理的S 參數實測值對比

4 總結

文章研究了一種邊緣貼裝連接器過渡結構，通過分析電流返回路徑不連續的問題，得出路徑不連續是限制帶寬的原因，然后提出底層增加焊料和減小通孔壁間距兩種方案。通過仿真和實測證實方案的可行性。此外，利用兩種方案同時對THRU－校準板進行處理，在0～40 GHz 頻段內，相比于未做處理的的校準板，S21參數整體提升3 dB 左右，S11參數整體提升15 dB 左右，校準板的匹配和傳輸性能有了極大的提升，并且當通孔壁間距為2.1 mm 時，可以將帶寬進一步增加到40 GHz。