驅動電機控制器IGBT驅動電源設計與驗證

陳茜兵 王瑛 程仁恒 陳龍崗 徐禹翔

關鍵詞：升降壓變換器;反激;反激變壓器;IGBT;脈寬調制

電機控制器是新能源汽車電控產品中一個復雜的系統，其產品價值量較大，涉及的領域較多，有電力電子、微電子、控制理論及電磁兼容（electromagneticcompatibility，EMC）、電氣安全等，其中涉及到的信號控制交互有電源信號、模擬量和數字量信號采集、控制反饋、使能的控制和驅動，涉及到高壓達到幾百V，低壓幾V甚至更低，然而，在整個系統中兼顧高低壓同時存在控制輸入和輸出均需要處理，這個系統在電機控制器里面就是絕緣柵雙極型晶體管（insulatedgatebipolartransistor，IGBT）驅動電源的供電驅動電路，目前，在電機控制器中由于涉及到驅動IGBT的電源應用絕大部分都是反激（flyback）電路系統，升降壓變換器（buckboost）拓撲演變而來，因為其輸出與輸入的關系，也稱作反激電路，這個變壓器也稱為反激變壓器，同時也因為其功率整體較小，一般15W左右，作為系統的一部分，去除變壓器后，將其電路單端初級電感式轉換器（singleendedprimaryinductorconverter，SEPIC）拓撲應用在電機控制器的DC-DC電路中，給系統低壓供電，這個電路輸入9-16V，輸出12V，究其原因，主要還是變壓器的功率設計和功耗及結構的制約，上述電路在整體上大部分相同或相似但卻無法實現功能的同時還可以實現輸入和輸出的隔離及經濟性和可靠性。為了更好地將Flyback電路應用在新能源汽車驅動IGBT上，先概述下buck電路，也就是降壓電路，這個相對于boost升壓電路，參考如下圖2，電源電路中，通常都是需要電感、NMOSFET及二極管、電容，再加上一些輔助電阻或光耦電路來完成，實現整個的電壓轉換DC-DC。另外，如下圖1，拓撲結構中，還需要一個最為重要的控制反饋系統來實現PWM輸出控制，相對于新能源汽車中OBC的PFC電路不同，這個PWM通常是一個具有電流型PWM芯片來完成，具備每個周期調節及過閾值保護功能，無需要再通過專用額外的DSP芯片來實現控制，目前這樣的控制芯片，各大主流芯片廠家都有，如TI的UC3844、UC3846等，LinearTech推出的LTC1871等都是非常卓越的芯片，這類是已經根據負載調整其占空比及電流反饋環節，根據負載端反饋同時實現原有的電壓反饋，本文是基于反激電源原理LTC1871設計一個IGBT驅動電源電路系統。

1方案控制設計

如下圖1，本方案是基于LTC1871電流型PWM芯片為核心建立一個雙閉環穩定的一階系統，通過對輸出電壓反饋應用的控制，可以實現在輸入直流電壓波動的情況下，通常波動范圍在9-16V，對IGBT驅動芯片的供電進行控制及調節監控使得其在不同負載狀態下，如空載、輕載和滿載均能可靠輸出驅動，保證電機控制器供電安全，尤其是在IGBT開關控制和導通時能保證平穩工作，實現IGBT驅動供電在正電壓、零電壓、負電壓下可以全時序工作，驅動電源通常的電壓典型值有+15V、0V、-8V等值。

電流及電壓控制系統遵循如下圖1的傳輸控制，輸入電壓、算法計算、PI調節控制、PWM生成控制、電流芯片輸出、NMOSFET驅動及電流采集檢測、轉換反饋，輸出電壓反饋給輸入電壓回路再進行誤差比較達到輸出穩定。

上述圖1的系統原理用電路拓撲可表示成如下圖2的拓撲基本變換：輸入電壓經過Q2004，為開關控制功率器件NMOSFET管，其耐壓、導通、輸出電流需要承擔一定負載及帶載切換能力，如導通關斷應力等，NMOSFET的G極控制信號為PWM信號，其電平幅值約1～4VPWM高頻信號，頻率可達80～150kHz，占空比0～95%，實際考慮到諧波因素等，通常控制在50%左右，根據配置電流芯片控制需求，輸出檢流電阻，輸出儲能電感，導通時充電，關斷時放電及輸出濾波功能。續流二極管在其導通時，LC形成回路并對DC輸出形成濾波。根據輸出電感結構重組，調整電路信號二極管方向和GND，變成似共模線圈、共模電感結構，并將輸入輸出斷開做成繞組變壓器結構，這個結果就從電感變化成變壓器，通過繞組的裂變實現電壓的遷移轉化實現本方案的LTC1871拓撲驅動電源。

當NMOSFET導通，變壓器的副邊輸出二極管關斷，需要承受電壓為如下：根據電路分析有：Vin=VL（t），V（t）=-ic（t）xR，V（t）=+15v，時間=dts，通常Vin典型值為13.5V當NMOSFET關斷，變壓器的副邊輸出二極管導通，輸入輸出關系分析如下：

2設計目標

根據電機控制器驅動芯片1ED020I2及IGBT型號為AIKQ120N60CT要求，目標如下：

通過前面PWM輸出信號控制NMOSFET進行驅動，然后通過變壓器的驅動輸出得到+15V給驅動芯片1ED020I12實現正負電壓供電，得到5V電壓源反饋給系統并同時可以作為供電電壓輸出給電機控制器內部使用，保證供電穩定性，并反饋輸出電壓給反激驅動電路，通過變壓器開關輸出實現負反饋過程。最終達到供電驅動、采集、反饋輸出循環穩定系統。變壓器的吸收RC和NMOSFET檢流電阻及反饋直接影響到5V電壓源輸出，并影響到VO電壓的幅值調節，如果作為IGBT高壓采集系統供電，還會影響到母線采集，因此需要重點關注。

（1）通過NMOS管的Vds波形的變化可知，變更前，MOS管存在未能按照開關信號快速進行開關動作不變或滯后，且在調整Vin過程中，開關信號占空比不自動調整，由于變壓器的原因，最大占空比會受到一定的限制，這導致開關電源的輸出功率能力不足;設計優化點考慮調整PWM輸出及反饋，使得MOS管根據開關信號快速動作，且開關信號占空比隨Vin的變化而相應的進行調整，很好地提高了開關電源的輸出功率能力。

圖3說明基于LTC1871設計一種Flyback控制驅動電路，其上圖為控制信號原理，下圖為電路設計原理，電路中根據前述的設計目標，進行變壓器的設計，主要關聯如下幾個重要參數變量，需要定制化其電感量，在10Hz下，大約28.05μH輸入端，輸出端的直流電阻1.7Ω、1.8Ω、0.1Ω，滿足驅動三相正極80mA，輸出電源5V隔離需求0.5A，其中額定需求滿載能力較小，15～20mA，滿足啟動需求。變壓器的P10為Drain極，作為輸入信號，P9為DC輸入，9～16V范圍，信號經過輸入電感后再進入變壓器輸入端，變壓器的P10連接NMOSFET，通過MOSFET根據開關信號快速動作，開關信號占比跟隨Vin變化而相應的進行調整，調節變壓器的占空比，實現驅動電流負載應用變化能力。可通過調整變壓器耦合連接阻值RC進行調整。占空比越大，輸出電壓值越高，NMOSFET和二極管承受的電壓應力越大。

當NMOSFET導通時，變壓器的原邊有電流流過，由于電流不同相位，副邊沒有電流，當NMOSFET關斷時，副邊的二極管導通給負載提供能量產生電壓電流輸出。

依據電路分析，確定變壓器的初次級主要匝數比，保證電感尖峰產生的電流和電壓能夠匹配NMOSFET的性能參數，保證Np：Ns處于合理范圍內：

根據開關二極管電流等同于輸入電流原則，根據電路參數計算輸出電壓：

根據infineon的1ED020I12datasheet顯示，railtorailout，I=2A，max=20V，實際需求控制在典型值23V（15-（-8V）左右，調整占空比Dpwm，滿足驅動芯片需求。

T1為Id導通時間也為Ton，T為線圈整個周期。調整改變輸入電壓和電感量，獲得合適的電壓值，當Uinput=13.5V，占空比=80%，可得Uo=16.2V。

根據NMOSFET參數，Q2001典型值在0.9V，以及根據ES1D參數特性查詢，D2其最大Diodeforwardvol為1.1V@1A時，取均值1V，則（Vin-1）To=（Vo+1）xTr，考慮最大導通時間預留80%，Vin取最大16V，有15Vx8μs=（15+1）x1036xTr，Tr=27μs

3仿真

從Pspice仿真上看，進行輸入和輸出各參數進行仿真觀測各變量是否存在異常，需要更新調整部分參數和閾值，使得輸入電壓PWM、Vds、V0（包含V01和V02等），ID。下圖中波形從上往下，依次為變壓器副邊輸出端二極管后輸出電壓V02（圖3上圖中變壓器輸出第一級），輸出變壓器副邊輸出端二極管輸出電壓V01（圖3上圖中變壓器輸出從上至下第四級），NMOSFET輸出電流ID，NMOSFET輸入端的PWM控制波形;通過對輸入端9-10中控制信息輸入PWM進行仿真、仿真各主要參數還有輸出V01和V02，NMOSFET的輸出電流ID以及反饋端輸出電壓，通過下圖5波形來看，基本達到了驅動需求波形，但是輸出V01和V02電壓存在微小波動在50μs內，波動范圍約100mv，紅色波形為ID電流波形，是Nmos輸出電流，從波形上看，基本維持值在3A左右，波形走向趨勢基本一致，整體來看，波形較為干凈，在1μs內無雜波，周期約70ms，與此波形周期高度重合的時約幅值5V的PWM控制波形，波形正常無振蕩諧波，高低電平幅值符合LTC1871芯片輸出參數要求，通過上述各類波形周期性測試，在更長的周期內未有發現新的諧波及振蕩，說明圖3電路設計穩定，參數取值整體合理可控，為后面臺架測試實現理論可靠性依據。

4電路測試

IGBT驅動供電電路系統搭建完成，進行臺架測試，保證在靜態、高壓開啟、帶轉速帶載時，能滿負荷輸出保證IGBT的驅動供電，通過上下橋臂導通切換，實現變壓器及回路帶載能力驗證，波形及導通時間是否異常，通過變壓器的參數調整，驗證驅動波形有無受到限制。

從下圖來看Vds出現振蕩，存在0.8μs振蕩時間，震蕩周期在8μs左右。另，在高電平其實出現過沖及下降震蕩，震蕩周期較小但是震蕩的幅度較大，影響到管子的關斷和導通。

在低速500rpm時，小扭矩時，容易出現輸入Vds產生電源電壓騷擾波形，形似正弦波;低速時，隨著扭矩增加，輸入的正常電壓中出現振動騷擾波形，輸出可能會疊加，也可能拉低，如疊加將產生更高的輸出電壓，這將使輸出的D2承受更高的沖擊，如相反拉低，將會使得該段時間周期內沒有電壓輸出或很低，將會出現輸出驅動能力不夠，轉速升高，出現振蕩失真，導致該段輸出也出現無正向輸出。通過調整反饋輸出端和芯片ITH、FREQ及變壓器pin9-10、12-13的電阻值。

（1）當Vin=18V時，整流二極管兩端的最大反向電壓達到102V，RC電路的電容耐壓為100V，存在風險;

（2）取消調整輸出端的RC，重新測試，整流二極管兩端的最大反向電壓達變化小，符合設計要求Vout輸出正常，控制器聯調正常，如下波形;

（3）變更前，需要Vin大于14V時，Vout才能穩定輸出;變更后，Vin大于8V時，Vout就可以穩定輸出。通過調整電路參數，電源的輸出功率顯著提高，提供電源的穩定，可靠工作范圍。

5結語

本文通過前面目標參數建立設計分析，并通過拓撲的原理分析，建立電源設計電路的優化及變壓器參數關聯設計，通過Pspice的建立仿真分析了輸入輸出電壓波形和電流波形得出，基于LTC1871的PWM設計IGBT驅動電源電路滿足設計要求，外圍電路結構簡單，輸出電流能力可靠、電壓穩定，波形穩定無諧波，電源的利用率得以提升，并通過臺架電路實測，系統設計可靠輸出滿足IGBT門極驅動上下橋臂驅動，保障驅動電機控制器功能實現。