一種高性能的高速脈沖信號光纖傳輸方法的分析與設計

侯淺奧

（中國傳媒大學信息與通信工程學院 北京市 100024）

1 高速脈沖的特點

高速脈沖的波形頻率成分較多，同時兼容了豐富的高頻成分與低頻成分，其傳輸距離通常在幾百米到幾十千米[1]。其最大特點在于脈沖非常快，大多只有數十納秒，甚至在幾納秒的時間內就可上升，而下降時間則相對較長，往往會超過100 納秒[2]。基于國內外文獻[3-4]來看，高速脈沖的主要頻譜成分基本處于900MHz 以下，若高速脈沖的上升沿時間不同，那么所對應的頻譜最高頻率也會有所差異，通常是呈反比關系，即：高速脈沖的上升沿時間越長，那么所對應的頻譜最高頻率越小，反之亦然。上升沿時間為10ns 的高速脈沖，其對應的頻譜最高頻率為800MHz，上升沿時間為2ns 的高速脈沖，其對應的頻譜最高頻率為900MHz。

為了有效減少傳輸損耗，傳輸介質以光纖為主，或直接將模擬信號調制為光信號，或數字化采樣后再調制為光信號。由于高速脈沖信號的頻率較高，但上升時間又較短，故而數字化采樣的速率就會很高，再加上采樣過程中不會對信號的微小波動進行完全反應，這樣一來，就較易導致高速脈沖信號出現變形、失真等情況，故而只能通過模擬調制方式來實現光纖傳輸[5]。但若采用普通的模擬調制方式，低頻成分只能達到數十兆赫茲，難以達到當前信號傳輸需求。當前探地雷達、超寬帶沖擊雷達等的應用極為廣泛，均對高速脈沖信號的傳輸有著高可靠性、高穩定性的需求，現有的高速脈沖信號光纖傳輸方法難以滿足需求。有鑒于此，本文針對探地雷達、超寬帶沖擊雷達等的技術需求，設計了一種高性能的高速脈沖信號光纖傳輸方法。

2 高速脈沖信號光纖傳輸難點分析

無論是光解調，還是光調制，其傳輸頻率理論上來看均是從0 Hz 起始，在光調制/光解調的過程中，除了要對電信信號予以處理之外，還需要對調制后/解調前的光信號予以直流驅動。通常而言，激光調制以強度調制形式為主，激光載波的電場強度如公式（1）所示：

式中，kp——比例系數，a(t)——調制信號幅度。假定調制信號是單頻余弦波，并且令強度調制系數mp=kpAc，那么可得：

式中，ωm——邊頻的頻率間隔。

光調制通常可分為2 大類，分別是外調制與內調制，其中，外調制的調制帶寬更寬、且調制速率更高，故而以外調制的應用為主[6]。但外調制存在著一個較大的問題，即：其內部所集成的T 型偏置器（Bias-T），低頻成分最多只能做到40KHz，一旦信號頻率低于此值，就難以實現正常傳輸，信號或嚴重衰減，或完全無法通過，這樣一來，就會導致高速脈沖在光纖傳輸之后就會出現信號失真的情況，已經成為了制約高速脈沖無損傳輸的技術難題。

3 高性能高速脈沖信號光纖傳輸方法的設計

3.1 新型Bias-T的功能原理

為了能夠確保高速脈沖實現無損傳輸，本文設計了一種新型Bias-T，新型Bias-T 的特點是在不對鏈路性能造成影響的前提下，將直流(DC)偏置添加在RFIN高頻射頻信號之上，主要是為了能夠實現探測器供電及激光器供電。RFIN高頻射頻信號、偏置電感L1與輸入電容C1共同組成相移回路。若偏置電感L1越小，那么通過相移回路的信號頻率就會越大；若輸入電容C1越小，那么通過相移回路的信號頻率就會越大，反之亦然。新型Bias-T 的設計理念就是要讓赫茲級的低頻信號不會通過偏置電感L1流向VCC 端，只會通過輸入電容C1流向VCC 端，并且還可防止VCC 端的電源紋波通過偏置電感L1而串入到RFIN高頻射頻信號之中。基于理論層面來看，偏置電感L1、輸入電容C1應該保持較大值，但實際應用層面則不然，在C1高頻響應與器件尺寸的制約之下還需做到綜合考慮，故新型Bias-T 綜合考慮上述因素來合理設置偏置電感L1、輸入電容C1。

3.2 高性能高速脈沖信號光纖傳輸方法的基本原理

本文所設計的高性能高速脈沖信號光纖傳輸方法的原理框圖如圖1 所示。由圖可知：無論是光接收機，還是光發射機，均加入了新型Bias-T，Bias-T 的主要功能在于合成直流的供電與交流的高速脈沖，并且有效降低二者的相互影響，Bias-T 可直接影響到光纖傳輸低頻信號的能力。

圖1：高性能高速脈沖信號光纖傳輸方法的原理框圖

將一個新型Bias-T 加入到光發射端，高速脈沖信號會在經過其之后再實現電/光轉換，轉為光信號再傳輸到光接收端；經光適配器傳輸到光接收機，在光/電轉換后會再次通過一個新型Bias-T，而后轉為高速脈沖信號。基于高速脈沖信號的特性，光/電轉換器件可選擇響應度高、電容低、阻抗性強、暗電流小的PIN 光電探測器。為了能夠讓PIN光電探測器獲得較低的反射損耗，可將其輸入阻抗設置為50Ω，以此來有效降低高速脈沖信號的非線性失真。將新型Bias-T 進行頻率響應仿真，仿真結果表明：3dB 的光纖傳輸帶寬可有效覆蓋10Hz～1000MHz 的高速脈沖信號，完全滿足高速脈沖無損傳輸的要求，不會出現信號失真的現象。

4 硬件電路實現

4.1 高速運放調理電路

傳統采用FPGA（Field Programmable Gate Array）邏輯器件所形成的脈沖信號，雖然脈寬合格，但是難以在幅值方面達到要求。所以，高性能高速脈沖信號光纖傳輸方法采用高速運放調理方案，即：通過差動放大電路來調理信號幅值，使之形成符合要求的高速脈沖信號。

4.1.1 妥善選擇高速運放

FPGA 輸出的原始信號，通常需要由差動放大電路來予以有效調理，由于信號是高速信號，故而選擇高速運放。對于高速運放而言，其主要指標之一就是壓擺率[7]，也可將其稱為運放轉換速率(SR)；運放轉換速率(SR)體現出運放適應信號變化速度的水平與能力。若運放轉換速率(SR)遠低于信號，那么就會造成輸出信號難以在第一時間內被調理；若運放轉換速率(SR)遠高于信號，那么就會導致輸出信號出現不必要的振蕩現象。如果信號的頻率越高、幅值越大，那么所對應的運放轉換速率(SR)也會越大。運放轉換速率通常與頻率f、幅度VPP是呈現出正比關系，如公式（5）所示：

高速脈沖信號的脈寬為 100 ns，那么所對應的極限頻率則為10 MHz，由于高速脈沖信號兼容了豐富的高頻成分與低頻成分，故在調理時需考慮的諧波分量為5 次，幅度VPP為1.0 V，頻率f 為50 MHz，通過計算可得SR 指高達314 V/μs。在對幅度進行選擇時，還需要考慮冗余現象，通常取2 倍以上的冗余，這樣一來，壓擺率至少要不低于628 V/μs。

指的是大學教師兼任企業的顧問，或者企業的技術人員、專家兼任大學的講師。這種交流使企業和學校互相溝通，共同研究解決生產過程中遇到的技術難題。

放大器選用噪聲低、失真性小，可實現高速運放的AD9621，壓擺率為 1 200 V/μs，小信號與大信號模型的工作頻率分布為350 MHz 與130 MHz。AD9621 的壓擺率完全符合要求，可確保信號不會出現失真輸出的現象。由于AD9621 采用+ 5 V 雙端供電的方式，所以可將退耦電容加入到大地與供電電源之間，以此來對噪聲進行過濾，確保穩定運行。

4.1.2 信號幅值的調理

采用差動放大電路可有效調理信號幅值，并可將其調理至適宜的范圍之中。但是差動電路通常會要求輸入電路的兩端對稱，換而言之，就是同向端到大地之間的等效電阻與反向端到大地之間的等效電阻是相等的，故而需要密切注意電阻匹配。與此同時，若差動放大電路處于高度對稱的狀態，那么就會有較高的共模抑制比，既有利于抗外界干擾，又有利于對零點漂移進行抑制。

4.1.3 驅動電路的設計

高速脈沖信號在通過差動放大電路輸出之后，會由驅動電路進行二次輸出，而驅動電路通常是由電壓跟隨器所組成。電壓跟隨器的作用較為重要，可讓高速脈沖信號100%進入到采集設備之中，這樣一來，就可防止由于信號的輸出阻抗過高而出現不必要的損耗現象[8]。基于高速脈沖信號的特點，電壓跟隨器也選擇AD9621，可較好地達到輸入信號幅度與頻率的要求。

4.2 高速電子開關電路

通過高速電子開關也可形成高速脈沖信號源，換而言之，就是通過FPGA 邏輯器件所生成的控制信號來對高速電子開關進行有效控制，繼而形成高速脈沖信號。在設計高速電子開關電路之時，需要重點考慮其關斷時間與導通時間，主要原因在于：其決定了高速脈沖信號的下降沿時間與上升沿時間。本文所選用的高速電子開關為導通電阻為2.5Ω 的ADG733 電子開關，其關斷時間與導通時間分別為 10 ns、21 ns，符合要求，為高速脈沖信號光纖傳輸打下堅實基礎。同時，采用具有低功耗、低噪聲、強驅動力等特點的高速運放AD818 來調理直流信號，將其幅值由原來的±5V 調理為±1V，并且將高速運放AD818 作為高速電子開關的輸入端。

ADG733 電子開關既可支持雙端供電，又可支持單端供電，此處選擇用雙端供電。ADG733 電子開關的地址輸入端數量為3 個，由于本文需對兩路視頻信號進行模擬輸出，故切換通道選定為1、2 通道，其開關切換是通過對地址輸入端值進行邏輯控制來實現。當ADG733 電子開關由-1V 導通變為+ 1 V 導通時，會實時形成信號上升沿；當ADG733電子開關由+ 1 V 導通變為-1V 導通時，則會實時形成信號下降沿。值得注意的是，在使用ADG733 電子開關之時，需要提高開/關速度，既可減少漏電電流與導通電阻，又可形成高速脈沖信號。此外，可將ADG733 電子開關與高速運算放大器連接在一起，以此來增強高速脈沖信號源的驅動性能。

4.3 消除反射

高速脈沖信號在源端反射的程度通常由（ZS-Z0）的差值來決定，其中，ZS為源端阻抗，Z0為傳輸線特性阻抗；同理，高速脈沖信號在負載端反射的程度則由（ZL-Z0）的差值來決定，其中，ZL為負載端阻抗。源端反射系數R1=（ZS-Z0）/（ZS+Z0），負載端反射系數R2=（ZL-Z0）/（ZL+Z0）。若源端反射系數R1與負載端反射系數R2為正時，那么原信號與反射信號處于同一方向；若源端反射系數R1與負載端反射系數R2為負時，那么原信號與反射信號處于反方向；若源端反射系數R1與負載端反射系數R2為+1 時，說明信號的反射率為100%；若源端反射系數R1與負載端反射系數R2為0 時，說明已經精確匹配了傳輸線的特性阻抗。

為了消除反射，本文將一個50Ω 的電阻與驅動電路輸出端進行串聯，其中，電阻的位置要與驅動電路輸出端的位置盡量靠近，以此來實現“傳輸線的特性阻抗=電阻+驅動電路的輸出阻抗”。再次測量結果表明：輸出信號的波形已獲得較大改善，可判定為反射已基本得以消除，能夠正常使用。

5 信號幅度不穩定、信號幅度過小及解決方法

5.1 信號幅度不穩定及解決方法

本文所設計的高性能高速脈沖信號光纖傳輸方法可有效解決了高速脈沖信號傳輸失真的問題，但實際測試過程中發現經光/電轉換之后所傳輸出來的信號存在著幅度不固定的問題，且會隨著光接收機的接收光功率變化而變化。主要原因在于：在光纖傳輸距離不同、光纖熔接質量不佳、光纖接頭連接損耗不確定等因素的制約下，較易導致接收光信號在光/電解調時出現波動，進而造成“輸出脈沖信號幅度/輸入脈沖信號幅度”的比例變化。為了確保比例恒定，本文在光/電轉換的前端增加光衰減器，如圖2 所示，通過光衰減器來對傳輸到光/電轉換的接收光功率進行有效調整，以便可固定接收光功率，進而實現比例恒定。

圖2：改進后的高性能高速脈沖信號光纖傳輸方法原理框圖

5.2 信號幅度過小及解決方法

實際測試過程中發現經光/電轉換之后所傳輸出來的信號還存在著幅度過小的問題，信號幅度只有信號源的八十分之一，嚴重影響到后端的處理與分析。有鑒于此，本文將8倍增益的放大器增加在末端（如圖2），再次開展實際測試，測試結果如表1 所示，由表可見：上升沿為5 ns 的高速脈沖信號在信號傳輸前的信號幅度為90.5ns，信號傳輸后的信號幅度為91.0ns；上升沿為10 ns 的高速脈沖信號在信號傳輸前的信號幅度為78.0ns，信號傳輸后的信號幅度為77.5ns，脈寬失真率小于5%，由此可知，在增加放大器之后，信號幅度過小的問題得到了妥善的解決。

表1：高速脈沖信號傳輸前后的幅度對比

6 結論

（1）目前光調制以外調制的應用為主，但外調制內部所集成的Bias-T，低頻成分最多只能做到40KHz，一旦信號頻率低于此值，就難以實現正常傳輸，信號或嚴重衰減，或完全無法通過，這樣一來，就會導致高速脈沖在光纖傳輸之后就會出現信號失真的情況，已經成為了制約高速脈沖無損傳輸的技術難題。

（2）為了能夠確保高速脈沖實現無損傳輸，設計了一種新型Bias-T，讓赫茲級的低頻信號不會通過偏置電感L1流向VCC 端，只會通過輸入電容C1流向VCC 端，并且還可防止VCC 端的電源紋波通過偏置電感L1而串入到RFIN高頻射頻信號之中。

（3）基于高性能高速脈沖信號光纖傳輸方法來看，無論是光接收機，還是光發射機，均加入了新型Bias-T，Bias-T 的主要功能在于合成直流的供電與交流的高速脈沖，并且有效降低二者的相互影響，Bias-T 可直接影響到光纖傳輸低頻信號的能力。仿真結果表明：3 dB 的光纖傳輸帶寬可有效覆蓋10 Hz～1000 MHz 的高速脈沖信號，完全滿足高速脈沖無損傳輸的要求，不會出現信號失真的現象。

（4）針對信號幅度不穩定的問題，在光/電轉換的前端增加光衰減器，通過光衰減器來對傳輸到光/電轉換的接收光功率進行有效調整，以便可固定接收光功率，進而實現比例恒定。針對信號幅度過小的問題，將8 倍增益的放大器增加在末端。