基于5G 無線接入和無線回程一體化的增強技術研究

畢峰

（1. 中興通訊股份有限公司，廣東 深圳 518057；2. 移動網絡和移動多媒體技術國家重點實驗室，廣東 深圳 518055）

0 引言

隨著寬帶無線移動通信技術的發展，人們對無線移動通信提出越來越高的要求，這就需要采用有效的技術手段來擴大網絡覆蓋，提高頻譜效率和系統在各種環境中的魯棒性。在常規的無線移動通信中，典型的收發端包括基站和用戶設備，基站和用戶設備之間的鏈路被稱為無線接入鏈路，針對上述擴大網絡覆蓋、提高頻譜效率等需求，技術演進和研究大多集中在無線接入鏈路。然而，基站的選址是運營商結合了地形地貌、周圍環境、光纜鋪設等因素決定的，另一方面，現在的無線移動通信網絡越來越趨于密集型網絡，這嚴重影響了運營商的資本投入和運營成本，運營商不能不計成本地增加基站的數量。第三代合作伙伴計劃（3rd Generation Partner Project，3GPP）提出在基站和用戶設備之間引入中繼節點，中繼節點和用戶設備（user equipment，UE）之間的鏈路被稱為無線接入鏈路（access link，AL），基站和中繼節點之間的鏈路被稱為無線回程鏈路（backhaul link，BL）。通過引入中繼節點，預期目標可以增強拓撲管理、提供路徑選擇/冗余鏈接、提高頻譜效率。密集型網絡導致BL 也會存在非視距傳輸，AL 與BL 使用的頻率更加接近，即無論從無線環境還是頻率資源來看，AL 和BL 的特點越來越相似。因此，如何高效地一體化設計AL和BL 成為重點。本文主要集中在AL 和BL 之間的資源復用方式、節點定時關系、保護頻帶和性能仿真驗證。

1 一體化設計

在第5 代新空口（5th generation new radio，5G NR）系統中，中繼節點被稱為無線接入和無線回程一體化節點（integrated access and backhaul-node，IAB-node 或記為IAB），引入IAB 的一個關鍵優點是能夠靈活且密集地部署NR 小區[1-3]，支持室外部署、室內部署，甚至支持移動中繼（如在公共汽車或火車上安裝中繼節點）?；爻替溌钒◣群蛶饣爻?，帶內回程指AL 和BL 存在頻率資源重疊從而產生半雙工限制或收發自干擾，這意味著IAB 在兩條鏈路上不能同時進行發射和接收處理，但是帶外回程沒有這樣的限制。所以，在半雙工限制下，研究無線接入和無線回程之間更緊密互通的帶內回程解決方案至關重要。節點實體和鏈路示意圖如圖1 所示，典型的IAB 包括兩個邏輯節點：移動終端（mobile termination，MT 或記為IAB-MT）和分布單元（distributed unit，DU 或記為IAB-DU）。其中，MT 是IAB 執行下行接收和上行發射的邏輯節點，DU 是IAB 執行下行發射和上行接收的邏輯節點，DU 受邏輯節點集中單元（centralized unit，CU）控制[4-6]。為了便于敘述，定義下行接入（downlink access，DA）表示下行AL，下行回程（downlink backhaul，DB）表示下行BL，上行接入（uplink access，UA）表示上行AL，上行回程（uplink backhaul，UB）表示上行BL。

圖1 節點實體和鏈路示意圖

對于帶內回程場景，受限于半雙工限制，現有AL 和BL 之間的資源復用方式采用時分復用（time-division multiplexing，TDM），以避免IAB收發自干擾問題[7]。為了更加合理地協調AL 和BL 的資源，CU 負責兩路鏈路的資源配置[8]。由CU 統一配置IAB-DU 資源，配置的資源類型包括hard、soft、non-applicable。其中，hard 表示IAB-DU 在該資源上可執行傳輸，soft 表示IAB-DU 根據施主基站（donor gNB，DgNB）指示是否允許在該資源上可執行傳輸，non-applicable 表示IAB-DU在該資源上不可執行傳輸。為了減少節點間相互干擾，全網同步成為優先級較高的需求，即需要保持DgNB 和IAB之間下行發射定時對齊[9-10]。

1.1 資源復用方式

現有AL 和BL 之間的資源復用方式指DA 和DB、UA 和UB 之間的資源復用方式是TDM，雖然采用TDM 避免了IAB 收發自干擾，但TDM 將增加端到端業務時延。所以有必要針對AL 和BL之間的資源復用方式進行進一步研究，以達到既避免IAB 收發自干擾、又不增加端到端業務時延的目的。一種直接的方式是DA 和DB、UA 和UB之間的資源復用方式采用頻分復用（frequency-division multiplexing，FDM）或空分復用（spatial-division multiplexing，SDM），把這種FDM、SDM 稱為常規的頻分復用（conventional FDM，cFDM）、常規的空分復用（conventional SDM，cSDM），但是采用cFDM 或cSDM 將產生嚴重的干擾。例如，假設采用cFDM，在IAB側存在未經過空口衰落的DA 下行發射信號對經過空口衰落的DB 下行接收信號的邊帶泄露干擾，或在IAB 側存在未經過空口衰落的UB 上行發射信號對經過空口衰落的UA 上行接收信號的邊帶泄露干擾；假設采用cSDM，在IAB 側存在未經過空口衰落的DA 下行發射波束對經過空口衰落的DB 下行接收波束的旁瓣泄露干擾，或在IAB側存在未經過空口衰落的UB 上行發射波束對經過空口衰落的UA 上行接收波束的旁瓣泄露干擾。因為未經過空口衰落的信號或波束具有極高的功率，然而經過空口衰落的信號或波束具有較低的功率，后者將受到前者嚴重的泄露干擾，本質上這種泄露干擾屬于收發自干擾[11-12]。

為了解決上述泄露干擾問題，本文把資源復用重點轉移到DA 和UB、UA 和DB 之間，即在DA 和UB、UA 和DB 之間采用FDM 或SDM，把這種 FDM、SDM 稱為增強的頻分復用（enhancement FDM，eFDM）、增強的空分復用（enhancement SDM，eSDM）。可以看出，在IAB側DA 和UB 為同時發射（simultaneous transmission，STx）狀態，所以不存在干擾問題；在IAB側UA 和DB 為同時接收（simultaneous reception，SRx）狀態，但此時的接收信號均是經過空口衰落的接收信號，接收功率差異不大。所以，采用eFDM時，UA 和DB 之間的邊帶泄露干擾不嚴重，采用eSDM 時，基于波束管理，則不存在旁瓣泄露干擾。接下來將針對eFDM/eSDM 共性問題（如節點定時關系）、eFDM 特有問題（如保護頻帶）、TDM/eFDM/eSDM 性能仿真進行介紹。

1.2 節點定時關系

對于STx，如果IAB 上行發射定時與IAB 下行發射定時沒有對齊，即正交頻分復用（ orthogonal frequency-division multiplexing ，OFDM）符號沒有對齊，則將產生符號間干擾（inter symbol interference，ISI）和子載波間干擾（inter carrier interference，ICI），所以必須對上述兩種發射定時做定時對齊處理，定時對齊示意圖如圖2所示，相應地，DgNB 上行接收定時隨著IAB 上行發射定時向右調整。

對于SRx，如果IAB 上行接收定時與IAB 下行接收定時沒有對齊，即OFDM 符號沒有對齊，則將產生ISI 和ICI，所以必須采用如圖2 所示對上述兩種接收定時做定時對齊處理，相應地，UE 上行發射定時隨著IAB 上行接收定時向右調整。

圖2 定時對齊示意圖

1.3 保護頻帶

NR 的基帶調制方式仍然為OFDM 調制，所以必須保持子載波正交性，雖然帶內回程的AL 和BL 共用重疊的頻率資源，但這不意味著AL 和BL必須使用相同的子載波間隔（subcarrier spacing，SCS）。為滿足AL 和BL 的不同業務調度需求，AL 和BL 將具有不同幀結構形式，而幀結構的設計非常依賴SCS 的選擇，所以需要考慮AL 和BL具有不同SCS 的情況，這里分別稱為SCS_AL 和SCS_BL。但在同一個OFDM 符號內同時具有SCS_AL 和SCS_BL，這將在SCS_AL 和SCS_BL鄰近的頻率資源之間產生不同子載波間隔的共存干擾。值得注意的是，共存干擾和常規的ICI 有本質區別，ICI 主要是子載波正交性遭到破壞，所以使用克服ICI 的方法無法解決共存干擾[13-15]。

本文針對功率譜密度（power spectral density，PSD）研究SCS 共存干擾。不同子載波間隔的共存干擾如圖3 所示，15 kHz 和60 kHz 共存時，60 kHz對15 kHz 產生更嚴重的共存干擾。

圖3 不同子載波間隔的共存干擾

從圖3 PSD 結果來看，共存干擾的程度和子載波間隔之間的大小差異有密切關系，并且觀察到受干擾的子載波位置僅位于鄰近的若干個子載波，這樣的現象對設計降低共存干擾的方案提供了有力的依據。在NR 系統中業務調度的最小單位是資源塊（resource block，RB），每個資源塊包含12 個子載波。也就是說，為克服共存干擾需要將整個RB 作為保護頻帶，例如鄰近RB 不調度業務數據，但是當子載波間隔較大時，RB 所占的頻帶較寬，整個RB 作為保護頻帶將會浪費較多的頻率資源[16]。因此，提出一種改進的方案：一方面使用較小子載波間隔對應的頻帶資源作為保護頻帶，一方面使用更小的顆粒度自適應地調整若干個子載波作為保護頻帶，以此保證頻譜效率。具體地，SCS_AL 為15 kHz，對應1 個RB_AL 帶寬為180 kHz；SCS_BL 為60 kHz，對應1 個RB_BL帶寬為720 kHz，采用RB_AL 作為保護頻帶可降低75%的保護頻帶，采用6 個子載波間隔為SCS_AL的子載波作為保護頻帶可降低87.5%的保護頻帶。

2 性能仿真與分析

如前所述，盡管eFDM、eSDM 方式可以減少端到端業務時延，但也要通過仿真驗證eFDM、eSDM 相對于TDM 的性能是否存在較大差異，本文仿真假設見表1[17-20]。

表1 仿真假設

為了便于對比用戶感知吞吐量（user perceived throughput，UPT），以如圖4 所示的不同復用方式的下行UPT 性能曲線為基準，把90% UPT統計在表2 中，不同復用方式的下行UPT 性能對比見表2，并以實例1 全下行（full downlink，Full DL）資源的性能作為基線?？梢钥闯鰧嵗? 在下行資源與上行資源比例調整為8:2 條件下，實例2 UPT 降低為實例1 UPT 的80%左右，符合仿真預期，驗證了仿真平臺準確性。實例3 UPT 比實例2 UPT 有所下降，這是因為eFDM 自適應地把部分頻率資源調整為上行傳輸。實例4 UPT 比實例3 UPT 有明顯上升是因為空域的資源復用增益，但由于存在同時同頻傳輸時的波束間干擾，所以實例4 UPT 相對實例2 UPT 有少量上升?？傮w來看，在保持UPT 沒有嚴重下降的情況下，eFDM、eSDM 可以作為一種AL 和BL 資源復用方案，并且由于eFDM、eSDM 可以執行同發/同收操作，相比于TDM 而言降低了端到端業務時延。

圖4 不同復用方式的下行UPT 性能曲線

表2 不同復用方式的下行UPT 性能對比

3 結束語

本文首先分析了無線接入和無線回程一體化設計需求，識別出TDM 可以避免自干擾、但增加了業務時延這一問題，并詳細研究了一系列增強技術方案，如自適應地調整鄰近頻率資源的保護頻帶以降低不同子載波間隔引起的共存干擾，如eFDM、eSDM，以達到既避免IAB 收發自干擾、又降低端到端業務時延的目的。從標準演進角度看，一體化增強技術研究需求避免了引入新節點類型而使得標準制定更加煩瑣重復，也將進一步加快標準發布，實現新一代通信標準。同樣，一體化增強技術研究需求也將降低產業對新節點類型的開發要求，使得網絡更加高效環保。另一方面，本文主要集中在固定的節點類型，然而對于公共交通場景（如高鐵、汽車、航空、海航等）、臨時部署場景（如大型集會、運動賽事、緊急救援等），這些場景中的節點共性是移動，這將對無線回程的可靠性以及無線接入的群移動研究提出更高的要求。對于移動的節點類型研究可以從本文獲得一些參考，從而更好地解決移動節點的引入帶來的新的技術問題，可以預見未來的無線移動通信網絡將會是一個更加靈活便捷的網絡。