基于GaN HEMT F類功率放大電路設計

劉多偉，程飛，黃卡瑪

（四川大學電子信息學院，四川成都，610065）

0 引言

無線技術已經發展到5G階段并且對6G的研究也在不斷進行，這對射頻前端器件的性能有了越來越高的要求。功率放大器是所有無線系統中不可或缺的子系統，其性能對整個系統有著重要影響。

在大功率半導體技術中，GaN HEMT寬禁帶半導體器件具有多種優勢，包括高擊穿電壓，優良的熱導率和耐高溫性能，同時具有能量轉換效率高、工作截止頻率高、壽命長、可靠性好的特點，適合設計大功率放大器。而且具有較高的輸入、輸出阻抗，易于對其進行匹配電路的設計。

隨著越來越多的工業界和學術界研究人員聚焦在高效率功率放大器的研究上，不斷有性能優良，結構新穎的高效放大器問世。文獻設計了一款工作頻率為3.1GHz的單頻點功放，使用多級微帶低通網絡作為PA的輸出匹配電路，實現了對四階諧波的控制，功率附加效率（PAE）為82%，輸出功率為10W。在文獻中，實現了一種高效率逆F類功放。其利用輸入二次諧波效應來提高效率，經過數值分析和模型仿真，實現了諧波控制，在3.5GHz，Psat為39.9dBm，PAE達到76.7%。文獻提出了一種高效集成濾波器的F類功率放大器。采用高Q介質諧振器(DR)濾波器作為PA的輸出匹配網絡，實現了良好的頻率選擇性。在工作頻率內最大PAE為70.7%，最大輸出功率大于10W。文獻分析并驗證了降低諧波控制網絡中四分之一波長短路傳輸線的特征阻抗，可使二次諧波阻抗隨頻率變化放緩，有利于拓寬PA的工作頻率。在中心頻率為2.6GHz時具有良好的漏極效率（DE）74.37%、輸出功率為40.82dBm，同時，在2.45～2.7GHz之間保持60%以上的效率，工作帶寬比傳統的F類PA寬。

本文用25W的GaN器件設計了一款F類高效功率放大器。基于該器件模型，通過負載牽引仿真系統，得出最佳負載阻抗，設計并優化輸出匹配電路。在工作頻率為2.45GHz時，該放大器的飽和PAE為73.1%，飽和輸出功率超過44.17dBm，功率增益為14.1dB。

1 電路設計理論分析

■1.1 最優阻抗區域分析

本功放設計采用Cree公司生產的CGH40025F(GaN HEMT)大信號模型進行仿真，此模型包含封裝寄生參數。首先，設置GaN晶體管的靜態偏置，漏源電壓Vds=28V，柵源電壓Vgs=-2.7V，靜態漏極電流Ids=150mA。在負載牽引仿真中輸入端驅動功率設為28dBm。

在F類功放設計中，在電流源面要求偶次諧波短路，奇次諧波開路。所以在負載牽引仿真系統中需要對諧波阻抗進行相應的調整，使輸出功率和效率最高。如圖1，可以清楚看到，在Smith圓圖上，最佳功率阻抗點與最佳效率阻抗點往往不能重合，所以在選擇基波阻抗時要權衡功率與效率阻抗點。考慮到設計目標要求，圖中給出的功率圓為大于44dBm的阻抗區域，效率圓為大于70%的阻抗區域。

圖1 等功率圓（Pout＞44dBm）和等效率圓（PAE＞70%）

■1.2 輸出匹配網絡設計

根據仿真結果，應選擇功率圓與效率圓相交的阻抗區域為匹配目標，可同時滿足較高輸出功率和效率。但輸出阻抗在史密斯圓圖上靠近短路邊緣，給匹配電路的設計帶來挑戰。

理想F類功放電流源面只存在奇次諧波電壓和偶次諧波電流，為相互不疊加的方波電壓和半余弦電流，如圖2所示。因此理論漏極效率可達100%。

圖2 理想電壓電流波形

漏極電壓和漏極電流的計算公式可如下表示：

在實際電路設計中，漏極電壓波形不可能為標準的方波，而大于三次諧波的功率分量對輸出功率和效率影響不大，所以在設計諧波控制電路時只考慮二次諧波阻抗和三次諧波阻抗。考慮到晶體管的封裝寄生參數，輸出匹配網絡結構如圖3所示。

圖3 輸出匹配電路結構

其中，TL2是λ/4微帶線，一方面作為直流偏置；另一方面，在A點對基波開路，且對二次諧波短路。TL3約為λ/8的開路枝節，在A點與TL2同時對二次諧波短路，考慮到寄生參數的影響，添加串聯TL1微帶線，對二次諧波阻抗進行調節，使在電流面對二次諧波短路。TL5、TL6為λ/12的開路枝節，所以在B點為三次諧波短路點，再經過TL1和TL4傳輸線以實現在電流面對三次諧波開路。TL7、TL8、TL9組成T型節與諧波控制網絡結合一起對基波阻抗進行匹配。

■1.3 輸入匹配網絡設計

輸出匹配電路給出后，其基波阻抗和諧波阻抗也就確定了。所以，最好將該各阻抗值代回到源牽引仿真系統中，得到最佳輸入阻抗。在功率放大電路設計中，是不允許在輸出匹配網絡加入電阻元件來提高穩定性的。一般在輸入匹配網絡引入RC并聯網絡解決電路的帶內穩定性的同時保證較高增益，柵極偏置電阻保證低頻的穩定性。PA電路完整的原理圖如圖4所示。圖5給出電路的小信號S參數仿真。圖6為晶體管電流源面的電壓和電流時域仿真波形。

圖4 功放電路原理圖

圖5 小信號S參數仿真

圖6 電流源面電壓和電流的仿真波形

■1.4 時序保護電路設計

該型號功放芯片工作時應先導通柵極負壓，再打開漏極電壓。選用型號LTC1261CS8-4.5作為負壓穩壓芯片，該芯片工作電壓為5V，可提供-4.5V電壓。然后經過電阻分壓到-2.7V，再連接由運放芯片搭建的電壓跟隨器，為功放提供穩定的柵極負壓。當負壓穩壓芯片輸出電壓在設定電壓（-4.5V）的5%范圍內時，芯片REG引腳才會被拉低，可用作電路的保護時序，來控制連接漏極的P溝道場效應管NTF2955的開關。而功放漏極電壓為28V，所以需要28V轉5V的DC-DC轉換電路，本文選用TI公司生產的TPS54331實現電壓轉換。圖7給出具體電路原理圖。

圖7 時序保護電路原理圖

2 整體電路的實現與仿真結果

圖8為負壓源實物圖，為減小面積，電路設計為雙面板，(a)為正面，(b)為背面。以上所設計的PA諧波平衡聯合仿真電路如圖9所示。該PA的電路基板參數設為：r=3.66，基板厚度為0.508mm，金屬厚度為0.018mm。圖10為仿真中功率附加效率、漏極效率和增益隨輸出功率的變化關系。從圖中可以看出，P1dB壓縮點的輸出功率約為43.37dBm，增益約為17.3dB，PAE約為67.1%。飽和輸出功率約為44.17dBm，增益約為14.1dB，PAE約為73.1%，DE約為76%。

圖8 時序保護電路圖

圖9 功放的EM仿真原理圖

圖10 仿真的PAE、DE和Gain隨輸出功率的變化關系

圖11為示波器測試的柵極和漏極偏置電壓波形。可以看出，柵極負壓穩定輸出-2.7V后，漏極輸出正電壓，并且緩慢上升后穩定于28V。

圖11 柵極和漏極偏置電壓波形

3 結論

本文實現了一種單頻F類高效功率放大器的設計。由諧波控制電路和T型節構成功放電路的輸出匹配網絡，通過仿真軟件對其進行優化和微調，使晶體管基波和諧波阻抗得到了良好的匹配。并設計了負壓源，保護了功放電路的正常工作。在2.45GHz時，功放的飽和輸出功率為44.17dBm，PAE約為73.1%，DE約為76%，增益約為14.1dB。