兩重化Buck變換器設計研究

趙立博，徐明峰，王 力

應用研究

兩重化Buck變換器設計研究

趙立博，徐明峰，王 力

（武漢船用推進裝置研究所，武漢 430064）

本文研究兩重化Buck變換器的設計方法。在研究基本型Buck變換器的結構和參數計算方法后，得到兩重化Buck變換器的結構和主要器件的參數計算方法。在此基礎上，基于相同的輸入輸出設計要求，設計了基本型和兩重化Buck變換器，并得到具體的器件參數。通過PLECS仿真軟件進行仿真分析，對比了兩者的電氣性能。仿真結果表明，兩重化Buck變化器輸出電壓和電流紋波小，電流高次諧波含量低，電氣性能顯著優于基本型Buck變換器。

Buck變換器 兩重化 參數計算主電路設計仿真分析

0 引言

DC-DC 變換器作為重要的一類電源，在現代工業、國防和社會生活領域應用廣泛。基本型Buck變換器是一種常用的降壓式DC-DC變換器，電路結構簡單，便于控制。但是，基本型Buck變換器1的電壓和電流紋波大，高次諧波含量多[1]，容易產生較為嚴重的電磁干擾。

為減少Buck變換器的電壓和電流紋波，人們主要從優化控制方式、改進電路結構等方面進行工作。例如，文獻[2]提出一種自適應占空比跨周期控制方法，實驗結果表明該方法可以獲得更小的紋波系數。文獻[3]提出一種移相脈寬調制策略，通過調節PWM信號相位抑制特殊次數的電壓和電流諧波。利用若干個結構相同的基本Buck變換器適當組合，構成多重化Buck變換器[4]，是一種有效減少變換器紋波的方法。多重化Buck變換器還能有效降低電力電子器件的電流額度，減小濾波器件的體積和重量，提高變換器的可靠性和動態性能[5-6]。

為總結多重化Buck變換器的設計方法，分析多重化Buck變換器紋波的改善效果，本文以兩重化Buck變換器為例，研究多重化Buck變換器的設計方法。首先，分析基本型Buck變換器的結構和參數計算方法；其次，分析兩重化Buck變換器的結構，并得到兩重化Buck變換器主要器件的參數計算方法；再次，基于相同的輸入輸出設計要求，設計了基本型和兩重化Buck變換器，并得到具體的器件參數；最后通過PLECS仿真軟件進行仿真分析，對比了兩者的電氣性能。

1 基本型Buck變換器

基本型Buck變換器拓撲結構如圖1所示。圖中，Buck變換器包括IGBT模塊T1、二極管1、濾波電感f和濾波電容o。直流電源b為Buck變換器供電，o為Buck變換器的負載。

圖1 基本型Buck變換器

在開關周期s=on+off期間，對IGBT模塊T1施加驅動信號，且在on期間，T1處于通態，D1處于斷態；在off期間，T1處于斷態，D1處于通態。濾波電感f和濾波電容濾除變換器的高頻諧波電流和電壓。設=on/s為占空比，s為直流電源電壓值，則在電流連續狀態，Buck變換器輸出電壓滿足[4]，

基本型Buck變換器濾波電感的電感值計算公式為：

其中，fs=1/Ts為開關頻率，ΔIL為電感紋波電流。濾波電容的電容值基本計算公式為，

其中，Δo和Δo分別為變換器輸出紋波電壓和電流。

此外，選擇濾波電容時，需要考慮濾波電容的紋波電流。濾波電容紋波電流的有效值可表示為：

計算得到電容的紋波電流有效值后，按照電容耐流值（如薄膜電容耐流值在70℃條件下為115mA/uF）計算相應的電容值。濾波電容的電容值通常選擇式確定值的最大值。

2 兩重化Buck變換器

多重化Buck變換器組合若干個結構相同的基本型Buck變換器。圖2所示的為兩重化Buck變換器，其拓撲結構與圖的區別之處，在于增加了一個完全相同的基本變換電路，其中T1、T2是 IGBT，Lf1、Lf2是濾波電感，Co是濾波電容。

工作階段，T2滯后T1導通，且滯后時間為 Ts/2。在一個開關周期s內，T1和T2的導通時間(Ton)相同，即占空比D 相同。濾波電感f1和f2的電流 iL1、 iL2相位相差s/2、波形完全相同[7]。

圖2 兩重化Buck變換器

根據兩重化Buck變換器拓撲的特點可知，其輸出電容的參數計算方法與基本型Buck變換器相同，但濾波電感值的計算方法存在差別。

由于兩重化Buck變換器總電流與基本Buck變換器電流紋波比可表示為[6]，

因此，在確定變換器輸出電流紋波的條件下，根據式(5)確定基本電路中電感的紋波電流值，再根據式(2)計算基本電路的電感值Lf1和Lf2。

表1給出了Buck變換器的電氣性能設計要求，根據上述計算方法，分別得到基本型Buck變換器和兩重化Buck變換器濾波電容和電感的數值，具體分別如表2和表3所示。

表1 Buck變換器設計要求

表2 基本型Buck變換器器件參數

表3 兩重化Buck變換器器件參數

表2和表3表明了兩類變換器包含器件的數量。可見，兩重化Buck變換器包含的器件數量較多。但是，兩重化Buck變換器的濾波電感值顯著低于基本型Buck變換器，有助于減少電感的體積和重量，提高散熱性能。此外，兩重化Buck變換器降低了電力電子器件的電流和額度，總體成本得到有效控制。

3 仿真驗證

為驗證Buck變換器器件參數計算的正確性，對比基本型和兩重化Buck變換器的性能差異，下面采用PLECS仿真軟件對基本型和兩重化Buck變換器進行仿真。

設置仿真時間為0.1 s，仿真步長為開關周期的1/20并采用定步長求解器。

圖3 基本型Buck變換器輸出電流和電壓

基本型Buck變換器全局和局部的輸出電壓和電流分別如圖3和圖4所示。兩重化Buck變換器全局和局部的輸出電壓和電流分別如圖5和圖6所示。由于仿真模型采用開環控制方式，在仿真初期變換器的電壓和電流未得到有效控制，但不影響變換器性能的分析。

根據圖3、圖4、圖5和圖6，可知基本型Buck變換器的紋波電流為6 A，電壓紋波為2.4 V；兩重化型Buck變換器的紋波電流為0.1 A，電壓紋波為0.2 V。兩重化Buck變換器的輸出電壓和電流紋波分別為基本型Buck變換器的1.67%和8.3%，變換器的紋波得到了有效抑制。

圖4 基本型Buck變換器局部輸出電流和電壓

圖5 兩重化Buck變換器輸出電流和電壓

圖6 兩重化Buck變換器局部輸出電流和電壓

表4和表5分別分析了基本型和兩重化Buck變換器輸出電流和輸出電壓的諧波含量，并著重列出開關頻率的倍數次諧波。可見，在相同直流工作點的工作條件下，兩重化Buck變換器的諧波電流和諧波電壓遠小于基本型Buck變換器，且高次諧波分量可以忽略。

表4 變換器輸出電流諧波對比

表5 變換器輸出電壓諧波對比

4 結論

針對 Buck型 DC/DC 傳統脈寬調制輸出電壓諧波含量較為豐富的問題，提出一種移相脈寬調制策略，對比研究了兩種調制策略下輸出電壓諧波分布情況。通過對理論進行推導和仿真結果進行分析，得出如下結論：移相脈寬調制可以獲得更小的輸出電壓紋波系數；移相脈寬調制與傳統脈寬調制下電感電流紋波系數基本相同。

[1] Tao C W, Payed A. Output spectrum analysis of buck converter in DCM with PFM control[C]. IEEE International Sympooium on Circuit and Systems, 2012: 2267-2270．

[2] 李航標, 張波, 羅萍, 等. 開關 DC-DC 變換器的自適應占空比跨周期控制方法[J]. 電子與信息學報，2014，36(9): 2265-2271.

[3] 陳璐珈, 夏益輝, 孫力, 等. 基于 Buck 型 DC/DC 變換器的移相脈寬調制策略[J]. 船電技術, 2018，38(12): 53-56.

[4] 陳堅. 電力電子學—電力電子變換和控制技術[M]. 北京：高等教育出版社，2002:80-81.

[5] Wong P L, Xu P, Yang B, et al. Performance Improvements of Interleaving VRMs with Coupling Inductors[J]. IEEE TPE, 2001, 16(4): 499-507.

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Design and implementation of interleaved buck converter

Zhao Libo, Xu Mingfeng, Wang Li

(Wuhan Institute of Marine Electric Propulsion, Wuhan 430064，China)

TM343

A

1003-4862（2022）07-0046-04

2021-08-26

趙立博(1984-)，男，高級工程師，研究方向：電氣工程及自動化。E-mail:178936601@qq.com