一種雙向同源相參微波光纖穩(wěn)相傳輸系統(tǒng)*

吉 憲，劉 朋，左朋莎，祁 帥，亢海龍

(中航光電科技股份有限公司，河南 洛陽 471003)

1 引言

20世紀(jì)70年代初期，關(guān)于微波光纖傳輸技術(shù)的研究就己經(jīng)開始，并且涉及的研究領(lǐng)域非常廣闊。微波光子技術(shù)具有許多優(yōu)點(diǎn)，如抗電磁干擾、傳輸損耗小、輕便靈活、帶寬大和易于構(gòu)造等，是目前研究較多的光纖傳輸技術(shù)。利用光纖傳輸微波信號(hào)不僅可以克服傳統(tǒng)相控陣天線[1 - 3]只能向特定方向輻射波束的弊端，而且還能夠縮小相控陣天線雷達(dá)的尺寸，使得雷達(dá)重量更輕且信號(hào)傳輸損耗更小。在相控陣?yán)走_(dá)系統(tǒng)中，多組陣元同時(shí)產(chǎn)生的多波束信號(hào)需要多個(gè)分布式收發(fā)模塊和鏈路網(wǎng)絡(luò)復(fù)雜的控制臺(tái)。傳統(tǒng)的微波器件傳輸分配技術(shù)，通常使用多個(gè)微波移相器和波導(dǎo)互連傳輸分配系統(tǒng)，這會(huì)造成整個(gè)系統(tǒng)體積笨重、損耗大、電磁干擾強(qiáng)、信號(hào)相位受溫度影響變化大等諸多缺點(diǎn)[4]，使其很難適應(yīng)需求。使用光纖對微波信號(hào)進(jìn)行傳輸，可以有效地避免以上問題，并且可以解決射頻電纜產(chǎn)生的一些弊端。但是，由于光纖受外界環(huán)境(例如溫度)影響較大，使得信號(hào)相位在光纖中傳輸時(shí)無法保持穩(wěn)定[5]，為了解決微波信號(hào)在光纖傳輸中相位受溫度等外界環(huán)境的影響，微波光纖穩(wěn)相技術(shù)成為了急需開發(fā)的技術(shù)。

外界環(huán)境中的溫度、振動(dòng)和微擾動(dòng)等均對微波信號(hào)調(diào)制到光信號(hào)上的相位有影響，其中溫度變化和機(jī)械振動(dòng)產(chǎn)生的影響最大，兩者均在不同程度上影響光鏈路中信號(hào)的傳輸時(shí)延，進(jìn)而導(dǎo)致傳輸信號(hào)相位出現(xiàn)隨機(jī)抖動(dòng)[4 - 6]。傳輸信號(hào)的相位出現(xiàn)漂移，相位不穩(wěn)定[7]，這對分布式天線系統(tǒng)精確饋相、空間系統(tǒng)應(yīng)用中的穩(wěn)相傳輸和分布式系統(tǒng)中的時(shí)鐘同步都有較大的影響[8]。因而開發(fā)一種相位實(shí)時(shí)補(bǔ)償?shù)姆€(wěn)相系統(tǒng)，是微波光子傳輸技術(shù)中最重要的一部分。

本文針對微波信號(hào)光纖穩(wěn)相傳輸技術(shù)，首次利用光路自動(dòng)相位補(bǔ)償?shù)淖苑答伡夹g(shù)對寬帶射頻微波信號(hào)的相位進(jìn)行自動(dòng)相位補(bǔ)償，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)相傳輸，同時(shí)利用多種光學(xué)器件經(jīng)過不同方式的搭建實(shí)現(xiàn)了光信號(hào)的雙向同源相參穩(wěn)相傳輸。

2 設(shè)計(jì)方案

本文設(shè)計(jì)方案的核心思路是：(1)利用恒溫晶振產(chǎn)生相位穩(wěn)定的參考信號(hào)作為光纖穩(wěn)相信號(hào)的基準(zhǔn)信號(hào)，在光纖中利用波分復(fù)用技術(shù)以及光路可逆的原理，實(shí)現(xiàn)基準(zhǔn)信號(hào)與被穩(wěn)相的射頻微波信號(hào)同光纖傳輸；(2)利用雙平衡混頻器DBM(Double Balanced Mixer)作為鑒相器對參考信號(hào)在光纖傳輸中的相位進(jìn)行識(shí)別采樣，同時(shí)利用單片機(jī)控制程序?qū)τ赏饨缫蛩卦斐傻南辔蛔兓M(jìn)行補(bǔ)償，實(shí)現(xiàn)相位實(shí)時(shí)補(bǔ)償，從而完成射頻微波信號(hào)在光纖中的穩(wěn)相傳輸；(3)利用波分復(fù)用和光環(huán)形器巧妙地實(shí)現(xiàn)了上下行信號(hào)在不同位置進(jìn)行雙向同參考源鑒相，實(shí)現(xiàn)雙向控制光鏈路中對應(yīng)光程的變化。穩(wěn)相控制系統(tǒng)中的控制部分根據(jù)穩(wěn)相設(shè)備環(huán)境需要，可放在前端設(shè)備中也可放在后端設(shè)備中。

利用恒溫晶振輸出3路同參穩(wěn)定的2 GHz信號(hào)。一路經(jīng)過電光轉(zhuǎn)換與被穩(wěn)相的射頻光信號(hào)進(jìn)行同光纖傳輸，利用2組相同的光環(huán)形器和波分復(fù)用器將該路光信號(hào)由后端設(shè)備返回到前端設(shè)備，再經(jīng)過光電轉(zhuǎn)換模塊以及射頻放大電路將光信號(hào)還原為射頻信號(hào)，最后與另外一路同參信號(hào)進(jìn)行鑒相。該方案中采用的是雙平衡混頻器，對頻率源輸出的一路射頻信號(hào)經(jīng)過光纖傳輸后轉(zhuǎn)換為射頻信號(hào)作為混頻器的射頻RF(Radio Frequency)輸入端;由頻率源輸出的另外一路同參的信號(hào)收入到混頻器的本振LO(Local Oscillator)輸入端，由雙平衡混頻器的中頻IF(Intermediate Frequency)端輸出一個(gè)隨RF端和LO端信號(hào)相位差變化的直流信號(hào)，在IF輸出端加一個(gè)低通濾波器，將RF和LO泄露到IF端的高頻信號(hào)進(jìn)行濾波處理；然后由采樣電路完成對相位差的識(shí)別，再通過單片機(jī)控制可調(diào)電動(dòng)延時(shí)線VODL(Variable Optical Delay Line)進(jìn)行相位補(bǔ)償。具體的自反饋微波光纖穩(wěn)相傳輸系統(tǒng)原理框圖如圖1所示。

Figure 1 Principle block diagram of self feedback microwave optical fiber phase stabilization transmission system圖1 自反饋微波光纖穩(wěn)相傳輸系統(tǒng)原理框圖

2.1 基于雙平衡混頻器的相位識(shí)別原理

混頻器根據(jù)構(gòu)成方式可分為單端混頻器SEM(Single Ended Mixer)、單平衡混頻器SBM(Single Balanced Mixer)、雙平衡混頻器DBM和鏡像抑制混頻器IRM(Image Rejection Mixer)等。單端混頻器的優(yōu)點(diǎn)是電路簡單、損耗小(匹配電路會(huì)引入損耗)、噪聲小；缺點(diǎn)是隔離度差、動(dòng)態(tài)范圍小、諧波抑制差和中頻輸出需要濾波器。本文方案需要中頻輸出一個(gè)直流信號(hào)，故不可以采用單端混頻器實(shí)現(xiàn)。

雙平衡混頻器由2個(gè)單平衡混頻器構(gòu)成，其特點(diǎn)是電路復(fù)雜但各個(gè)端口可以互換，本振到射頻和中頻的隔離度較好且容易濾波，噪聲系數(shù)指標(biāo)也較好，同時(shí)具有良好的偶次諧波雜散抑制效果，具體原理如圖2所示。本文所選雙平衡混頻器組件(中頻輸出端帶低通濾波器)為HMC213，其具體參數(shù)如表1所示。

Figure 2 Principle diagram of double balanced mixer圖2 雙平衡混頻器原理框圖

根據(jù)雙平衡混頻器的工作原理，在IF輸出端存在的信號(hào)包含“和頻信號(hào)”“本振信號(hào)”和隨LO和RF輸入相位差變化的一個(gè)“零頻信號(hào)”。在IF輸出端增加一個(gè)低通濾波器可以將“本振信號(hào)”和“和頻信號(hào)”濾除，最終在IF輸出端輸出一個(gè)直流信號(hào)。針對2 GHz本振信號(hào)，通過改變LO與RF輸入端的相位差，IF輸出端信號(hào)可得到對應(yīng)不同相位差的輸出電壓值。設(shè)f1和f2為同參不同相的信號(hào)，分別對應(yīng)混頻器的LO輸入和RF輸入,如式(1)和式(2)所示：

Table 1 Specific parameters of double balanced mixer表1 雙平衡混頻器具體參數(shù)

f1=acos(wt+φ1)

(1)

f2=a′cos(wt+φ2)

(2)

設(shè)f′為從混頻器中頻接口輸出的信息，其計(jì)算如式(3)所示：

f′=f1*f2=

[acos(wt+φ1)]*[a′cos(wt+φ2)]=

(3)

其中,a和a′為信號(hào)波幅，w為信息號(hào)角頻率，t為信號(hào)時(shí)間，φ1和φ2為相位偏移量。LO輸入和RF輸入均為同頻率相參信號(hào)，所以w是一樣的，通過混頻后，輸出2種信號(hào):一種信號(hào)角頻率為2w，經(jīng)過低通濾波器可以將角頻率為2w的信號(hào)濾除，其IF端輸出只存在與LO與RF 2路信號(hào)相位差相關(guān)的一個(gè)常數(shù)，IF輸出的電壓值為以LO與RF的相位差為變量的一個(gè)余弦函數(shù)。所選雙平衡混頻器組件的原理框圖如圖3所示。

Figure 3 Principle diagram of double balanced mixer module圖3 雙平衡混頻器組件原理框圖

將雙平衡混頻器LO和RF之間的相位差作為變量，通過對IF端輸出電壓進(jìn)行測量，得知其電壓值隨LO和RF相位差變化而變化，根據(jù)IF輸出電壓值與LO和RF的相位差之間的關(guān)系進(jìn)行擬合，可以得到一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的三角函數(shù)，如式(1)所示。對比固定LO輸入、改變RF輸入的相位大小和固定RF輸入、改變LO輸入的相位大小，可以得到IF端輸出的電壓曲線對比圖。實(shí)際測試數(shù)據(jù)圖和擬合曲線圖如圖4所示。

Figure 4 Relationship between IF output voltage and phase difference between LO and RF圖4 IF輸出電壓與LO和RF相位差的對應(yīng)關(guān)系

從圖4可以看出，以本振為參考的輸出電壓幅度比以RF為參考的IF輸出電壓幅度大，可以從IF輸出端的電壓判斷出其LO和RF之間的相位差的大小，再通過控制電動(dòng)延時(shí)線對相應(yīng)鏈路的相位進(jìn)行調(diào)整，使得其IF輸出電壓逐漸變小，直到LO和RF之間的相位差為外界環(huán)境對光纖所引起相位變化的初始值。實(shí)際測試情況與理論計(jì)算相近。

2.2 相位變化的自動(dòng)采樣電路

由于從雙平衡混頻器輸出的電壓值存在負(fù)數(shù)部分，而AD采樣范圍為0～2.4 V，因此利用減法電路將負(fù)數(shù)部分進(jìn)行修正。圖5為采樣控制電路原理圖。該電路由2個(gè)運(yùn)放組成，首先AD采樣輸入后，利用一個(gè)電壓跟隨電路把采樣電壓穩(wěn)定傳輸?shù)讲罘直容^電路中，通過改變差分輸入端的參考電壓值，確定X的范圍，圖5中的滑動(dòng)變阻器可以調(diào)整的值為0～1.1 V，而AD采樣的輸入值為-0.4～0.4 V，所以能夠修正AD采樣輸入端的電壓。后一級為一個(gè)比例放大電路，通過調(diào)整R7和VR的大小使其輸入到單片機(jī)的AD采樣端的電壓在0～2.4 V。所選LM158的最小采樣電壓精度為2 mV，而雙平衡混頻器2 GHz信號(hào)相位差與中頻輸出相位的關(guān)系近似5 mV/Degree，因此其可以滿足相位差對采樣電壓的要求。

Figure 5 Principle diagram of AD sampling circuit圖5 AD采樣電路原理框圖

2.3 相位自動(dòng)識(shí)別的軟件控制原理

該穩(wěn)相設(shè)備軟件控制的主要思路為：光纖穩(wěn)相設(shè)備上電后，單片機(jī)AD采樣端口連接鑒相器IF端，完成對基準(zhǔn)信號(hào)相位差信息的采集;然后單片機(jī)通過串口控制VODL的延時(shí)量來調(diào)整光鏈路的相位，再通過鑒相器采樣調(diào)整光鏈路的相位，最終達(dá)到穩(wěn)相的目的。

軟件執(zhí)行流程如圖6所示，產(chǎn)品上電后首先進(jìn)行初始化，步進(jìn)電機(jī)歸位；然后單片機(jī)使其移動(dòng)到VODL中間位置，通過單片機(jī)AD接口采集電壓并將其換算成光路相位值，該值是產(chǎn)品的基礎(chǔ)相位；產(chǎn)品實(shí)時(shí)采集當(dāng)前相位，判斷當(dāng)前相位和基礎(chǔ)相位差是否在8°以內(nèi)，如果超出8°則驅(qū)動(dòng)電動(dòng)延遲線調(diào)整相位。

Figure 6 Flow chart of software execution 圖6 軟件執(zhí)行流程框圖

在實(shí)時(shí)采集當(dāng)前相位時(shí)，分別使用算術(shù)平均濾波法和遞推平均濾波法對采集到的數(shù)據(jù)進(jìn)行濾波。算術(shù)平均濾波可以過濾掉隨機(jī)信號(hào)產(chǎn)生的干擾，遞推平均濾波可以過濾掉周期信號(hào)的干擾，2種濾波算法結(jié)合起來可以最大限度地消除干擾信號(hào)。具體做法為：單片機(jī)每1 ms采集1次AD值，1 ms采集1 000次數(shù)據(jù)，對這1 000個(gè)數(shù)據(jù)做算術(shù)平均濾波處理后，作為1個(gè)數(shù)據(jù)元素，取10個(gè)數(shù)據(jù)元素長度做遞推平均濾波處理，經(jīng)過2種濾波后的數(shù)據(jù)作為當(dāng)前的相位值。

算術(shù)平均濾波法：連續(xù)取N個(gè)采樣點(diǎn)，對N個(gè)點(diǎn)進(jìn)行算術(shù)平均。

遞推平均濾波法：把連續(xù)N個(gè)采樣值看成一個(gè)隊(duì)列，隊(duì)列以先進(jìn)先出為原則，隊(duì)列的長度固定為N，每次采樣到一個(gè)新數(shù)據(jù)就放入隊(duì)尾，并扔掉原來隊(duì)首的數(shù)據(jù)，把留在隊(duì)列里的N個(gè)數(shù)據(jù)進(jìn)行算術(shù)平均，得出的結(jié)果就是遞推平均濾波的結(jié)果。

2.4 基于VODL的光域相位補(bǔ)償

射頻微波信號(hào)經(jīng)過光纖傳輸時(shí)，由于光纖受外界環(huán)境影響較大，射頻微波信號(hào)在傳輸時(shí)其相位也會(huì)受到外界溫度影響。光纖溫度的變化會(huì)影響光纖的長度(熱脹冷縮)和光纖的折射率。光纖長度和折射率的變化會(huì)影響光信號(hào)的傳輸路徑和傳輸速度，進(jìn)而引起射頻信號(hào)電長度變化，相位也隨之改變。相位隨溫度變化的計(jì)算過程如下：

(4)

影響相位穩(wěn)定性的因素有很多，最主要的是環(huán)境溫度變化引起的相位漂移[5],所以式(4)對溫度T求導(dǎo)得到式(5)：

L*(δN/δT))/c)

(5)

其中,δL/δT是光纖的熱膨脹系數(shù)，K=δN/δT是光纖的折射率溫度系數(shù)。一般的單模光纖的折射率溫度系數(shù)遠(yuǎn)大于光纖的熱膨脹系數(shù)，故δL/δT忽略不計(jì)，式(5)變?yōu)槭?6):

(6)

設(shè)溫度變化為ΔT，光纖中的相位變化量如式(7)所示：

(7)

大多數(shù)熔融石英的熱膨脹系數(shù)α在-150～150 ℃時(shí)為(5.5～8.5)×10-7/℃，光纖的長度幾乎不隨溫度而變化，而單模光纖的折射率溫度系數(shù)為7.62×10-6/℃(@1 310 nm)和8.11×10-6/℃(@1 550 nm)，比熱膨脹系數(shù)大一個(gè)量級，因此，在短距離傳輸時(shí)熱脹冷縮帶來的相位變化幾乎可以忽略。

決定各路信號(hào)相位大小的因素主要有鏈路光纖長度、波分復(fù)用器各個(gè)通道的光程差[7 - 10]、光分路器各個(gè)通道光纖的長度、各路器件的一致性、射頻放大器中微帶線的長度和同軸線的長度。鏈路中各個(gè)通道的光纖長度均控制在1 mm以內(nèi)，頻率為1 GHz，光纖長度變化為1 mm時(shí)，實(shí)際相位變化值為1.8°。

相位隨著溫度的變化而變化，所以在本文中增加了相位反饋控制模塊，將相位控制在一定的范圍之內(nèi)，且實(shí)時(shí)跟蹤。

根據(jù)混頻器計(jì)算公式可以得到IF輸出的電壓如式(8)所示：

(8)

經(jīng)過低通濾波器后實(shí)際輸出如式(9)所示：

(9)

所以：

V′IF=-0.5[cos(φ1-φ2)]

(10)

將不同相位差代入式(10)中，可以得到相位差為0°時(shí)，IF輸出電壓為-0.5 V；當(dāng)相位差為180°時(shí)，IF輸出電壓為0.5 V；當(dāng)相位差為8°時(shí)，IF輸出電壓為-0.495 V；當(dāng)相位差為5°時(shí)，IF輸出電壓為-0.498 V。因此該平衡混頻器能識(shí)別的最小相位差為5°。

1 550 nm波長的光信號(hào)在光纖中的折射率為1.467，其在光纖中的傳輸速度為2.045×108m/s[11,12]，而31 GHz信號(hào)在光纖中的波長為6.6 mm；330 ps光纖延時(shí)線對31 GHz信號(hào)的可移動(dòng)相位為3 681.0°；0.1 ps光纖延時(shí)線對于1 GHz信號(hào)可改變相位0.36°，對于31 GHz信號(hào)可改變相位11.2°；選用的VODL最小步進(jìn)為0.01 ps，對于31 GHz信號(hào)的可改變相位為1.12°，技術(shù)指標(biāo)要求±8°，可以滿足需求。

產(chǎn)品的使用環(huán)境溫度為室溫，其溫度變化率較低，不會(huì)有劇烈溫變，所以利用該調(diào)節(jié)方案可以滿足相位指標(biāo)的要求。

3 微波光纖穩(wěn)相傳輸?shù)南到y(tǒng)實(shí)驗(yàn)

微波光纖穩(wěn)相傳輸系統(tǒng)共設(shè)計(jì)了6路微波信號(hào)(3路上行信號(hào)，3路下行信號(hào))，利用波分復(fù)用器、光環(huán)形器和光分路器進(jìn)行光路設(shè)計(jì)，將上下行信號(hào)穩(wěn)相反饋控制部分集成于穩(wěn)相前端設(shè)備中，以完成上下行信號(hào)穩(wěn)相傳輸?shù)膮⒖夹盘?hào)同源相參。微波光纖傳輸系統(tǒng)采用3根1 km的2芯G.652光纜，每根光纜傳輸1路上行微波光信號(hào)和1路下行微波光信號(hào)。

常溫下分別對上行鏈路和下行鏈路進(jìn)行了相位測試。由于不同頻率下的相位近似呈線性變化，在上行測試頻點(diǎn)為31 GHz，下行測試頻點(diǎn)為21 GHz時(shí)分別測試了接入相位反饋控制調(diào)節(jié)鏈路和不接入相位反饋控制調(diào)節(jié)鏈路2種情況，測試時(shí)間為120 min，分別在上午和下午不同時(shí)段進(jìn)行相位測試，1 km光纖成盤狀固定，分別對每路微波信號(hào)的絕對相位進(jìn)行測試，測試數(shù)據(jù)如表2所示。從實(shí)際測試結(jié)果可以看出，增加了相位反饋調(diào)節(jié)的相位穩(wěn)定性遠(yuǎn)比不增加穩(wěn)相反饋的相位穩(wěn)定得多，表明該穩(wěn)相設(shè)備對微波信號(hào)光纖傳輸相位的穩(wěn)定起到了一定的控制作用。

Table 2 Phase test results with and without phase feedback表2 增加相位反饋與不增加相位反饋相位測試結(jié)果

4 結(jié)束語

本文采用自反饋微波光纖傳輸相位自動(dòng)補(bǔ)償技術(shù)，實(shí)現(xiàn)了Ka波段信號(hào)(17～31 GHz)在非劇烈溫度變化環(huán)境中，光纖傳輸1 km，相位穩(wěn)定度≤±8°。該方案通過雙平衡混頻器完成對相位差的識(shí)別，利用單片機(jī)自動(dòng)識(shí)別算法實(shí)現(xiàn)對被傳輸信號(hào)的實(shí)時(shí)采樣，進(jìn)而完成實(shí)時(shí)控制VODL，實(shí)現(xiàn)寬帶微波信號(hào)在光纖中穩(wěn)相傳輸。方案中采用雙平衡混頻器作為模擬鑒相器進(jìn)行相位識(shí)別，其精度沒有理論計(jì)算的高。

為了提高本文自反饋穩(wěn)相系統(tǒng)的相位識(shí)別精度，后續(xù)研究工作可以采用集成芯片(ADI8302)完成高精度相位差識(shí)別功能(2 GHz信號(hào)，相位識(shí)別精度為10 mV/1°)。目前該系統(tǒng)中的VODL采用的是步進(jìn)電機(jī)，其響應(yīng)速度較慢，且不能使該設(shè)備用于全溫范圍和溫度驟變的環(huán)境中。為了克服其適應(yīng)性較差的問題，后續(xù)研究工作可以采用超高速磁懸浮可調(diào)電動(dòng)延時(shí)線，實(shí)現(xiàn)光路延時(shí)補(bǔ)償，以使該穩(wěn)相系統(tǒng)適用于全溫范圍。本文對推動(dòng)光纖穩(wěn)相系統(tǒng)在各類國防裝備中的應(yīng)用，為光控相控陣?yán)走_(dá)系統(tǒng)中采用全光纖傳輸工程化應(yīng)用打下了基礎(chǔ)。