軌道車輛DC110V-AC220V逆變電源設計與開發

韓沐行，李 亮，尹智勇，李 雨

（中車大連機車車輛有限公司 城鐵開發部，大連 116022）

伴隨經濟發展人們因商務、旅游、學習、務工返鄉、探親等活動愈加頻繁，鐵路運輸成為人們最主要的出行工具，我國每年的鐵路客運量都在不斷地增長。 國家經濟發展使得人民更加富裕，人們對軌道交通工具的舒適性、快捷性、便利性有了更高的要求，導致軌道車輛內220 V 供電需求愈發增加[1]。 例如乘客在列車上使用的筆記本電腦、智能手機等數碼娛樂設備，列車內工作人員日常生活中使用的電器設備，以及內運維人員使用的維修工具等一系列用電設備，這些設備均需要220 V/50 Hz 交流電[2]。目前很多高速動車組均配備了AC220 V 電源，極大地方便了旅客和列車工作人員的工作與生活需要。而很多既有的傳統列車的車廂內部至今沒有配備220 V 電源，或者配備的電源供電質量達不到要求，因此設計開發高可靠性和高安全性的軌道列車DC110 V-AC220 V 逆變電源對解決列車內日常生活和工作用的電器設備用電問題具有重要意義。

1 逆變電源硬件電路設計

本電源硬件電路包含降壓穩壓電路、主電路和控制電路，其整體結構如圖1 所示。

圖1 DC110 V-AC220 V 逆變電源總體設計方案Fig.1 Overall design scheme of DC110 V-AC220 Vinverter power supply

主電路又稱功率變換電路，分為前級升壓主電路和后級逆變主電路兩部分，降壓穩壓電路將輸入的直流77 V～144 V 不穩定電壓降至48 V 后，由前級升壓主電路將48 V 直流電壓升壓至370 V 左右，后級逆變主電路將370 V 直流高壓逆變為220 V/50 Hz交流電。

控制電路包括以EG3525 為主控芯片的前級升壓控制電路和以EG8010 為主控芯片的后級逆變控制電路。 控制電路輸出主電路各部分開關管工作所需的控制信號，并接收采樣電路輸出的主電路各部分輸出采樣信號，調節輸出的開關管控制信號波形，達到控制主電路工作狀態的目的，同時接收保護電路輸出的保護信號，完成電路的保護功能。

1.1 主電路設計

1.1.1 直流升壓主電路設計

直流升壓主電路采用推挽拓撲結構，所用器件包含功率開關管、高頻變壓器、整流二極管和濾波電容等。 變壓器采用兩個變壓器初級并聯次級串聯結構，其輸出為兩個變壓器次級電壓之和，實現高壓輸出的同時避免了變壓器副邊電壓過高，保證系統安全，其電路基本原理如圖2 所示。 該電路將輸入降壓穩壓電路輸出的48 V 穩定直流電壓，經開關管和高頻變壓器推挽升壓后，由橋式整流電路和濾波電容整流濾波后輸出370 V 直流電壓供逆變電路使用。

圖2 直流升壓電路原理圖Fig.2 Schematic diagram of DC boost circuit

由于推挽電路中開關管、整流二極管和濾波電容的選型方法較為簡單，且現存大量資料，因此重點在于高頻變壓器的設計，其設計方法如下：

（1）確定磁芯

變壓器磁芯面積乘積可用AP 法計算得出[3]，其具體公式如下：

（2）確定繞組線徑

原邊電流為

由于推挽變壓器為中心抽頭形式，其I=0.707Ip，故初級繞組繞線橫截面積為

最終得到初級繞組線徑為0.9 mm，同理，次級繞組線徑為1.2 mm。

（3）確定繞組匝數

變壓器初級繞組匝數為

變壓器次級繞組匝數與初級繞組匝數之間有如下關系：

經計算初步得出Np=8，Ns=30。繞制完成后通過測試實驗發現，變壓器的窗口面積在額定輸出功率的情況下相對較高，不能滿足設計要求。 通過同比例增加原邊和副邊線圈的方式，防止變壓器工作在飽和狀態，提高變壓器的窗口利用率，經調試后選取Np=11，Ns=40。

1.1.2 逆變主電路設計

后級逆變主電路主要由全橋逆變電路和LC 濾波電路構成，基本原理如圖3 所示。 全橋逆變電路中MOS 管受逆變控制電路輸出的SPWM 驅動信號控制后交替導通，將前級升壓電路輸出的直流370 V 高壓逆轉變為交流電，經LC 濾波器濾波后輸出最終所需要的220 V/50 Hz 交流電。特別地，為使MOS 管遠離危險工作區，在每個MOS 管兩端均設置了RCD緩沖電路[4]，其原理如圖4 所示。

圖3 DC-AC 逆變主電路原理圖Fig.3 Schematic diagram of the main circuit of DC-AC inverter

圖4 RCD 緩沖吸收電路Fig.4 RCD snubber circuit

其中電容C 的計算方式如下：

通常RC 的時間常數在1/5～1/3 倍的一個周期內開關管導通時間因此電阻R 可由式（8）計算得出：

1.2 控制電路設計

1.2.1 升壓控制電路設計

升壓控制電路采用EG3525 推挽、半橋PWM 控制芯片作為主控芯片，其外圍電路如圖5 所示。

圖5 EG3525 外圍電路圖Fig.5 EG3525 peripheral circuit diagram

EG3525 芯片由引腳13 和15 接12V 電源供電[5]。前級高壓輸出經光電耦合器PC817 隔離后串聯一個分壓電阻R9與引腳1 相連，引腳1 作為誤差放大器的反向輸入端接收經PC817 隔離后輸出的連續變化的模擬電壓信號，與作為誤差放大器同相輸入端的引腳2 接收到的基準電壓信號經芯片內運算放大器進行比較，并將引腳1 上高于引腳2 信號值的部分作為誤差進行放大，通過被放大值的大小調制PWM 方波的占空比， 最終通過引腳11 和14 輸出PWM 控制信號，控制推挽電路開關管導通。 其中與引腳11 和14 相接的兩個阻值6.8 kΩ 的電阻R18和R19為輸出信號的假負載，最終接地，起到穩定信號的作用。

引腳4，5，6 的外圍電路決定了EG3525 芯片輸出的PWM 頻率，其頻率計算公式為

死區計算公式為

本電源設定PWM 頻率為60 kHz，由上式確定定時電容RT為貼片電容102，容值1 nF；R12為標號為47R 的貼片電阻，R13的阻值為2 k，將參數代入死區公式中可得死區時間為218 ns。

引腳8 為軟啟動控制端，外接軟啟動電容C9，其電容值為22 μF。 引腳9 和引腳1 之間接入反饋網絡，即圖中R9，R10，R11，R14和C10與引腳1 和9 組成的電路，構成比例積分調節器。 引腳10 作為關斷信號輸入端，接收保護電路傳送的信號，接收到關斷信號后停止芯片輸出。

1.2.2 逆變控制電路設計

本文采用SPWM 控制芯片EG8010 作為后級逆變電路主控芯片，EG8010 控制芯片產生4 路SPWM輸出控制信號，經IR2110 驅動后輸出至MOS 管柵極驅動MOS 管進行工作，并接收輸出電壓、電流反饋信號調節SPWM 信號輸出。 EG8010 外圍電路如圖6所示。

圖6 EG8010 外圍電路Fig.6 EG8010 peripheral circuit

在本設計中，SPWMEN 端接收過電流保護電路的輸出信號，出現過流情況時芯片停止SPWM 輸出。 溫度反饋電路、電壓反饋電路和電流反饋電路分別與引腳TFB，VFB 和IFB 相接。 由于驅動器件采用IR2110S，要求采用正極性PWM 類型輸出，故PWMTYP 接地置0。 電源輸出頻率為50 Hz，芯片中FRQSEL0，FRQSEL1 均接地置0。本設計采用單極性調制方式，MODSEL 同樣接地置0。 SPWMOUT1，SPWMOUT2，SPWMOUT3和SPWMOUT4為4路SPWM控制信號，經2 片IR2110S 處理后產生4 路MOS 管驅動信號驅動MOS 管工作。

本文中采用2 片IR2110S 共同驅動橋式逆變電路工作，每片IR2110S 對應驅動橋式逆變電路中處于同一橋臂的2 個MOS 管進行工作，2 片IR2110S的外圍電路如圖7 所示。 芯片右側的電容和二極管共同組成自舉電路[6]，當全橋逆變電路的2 個橋臂下管導通時，芯片VS 引腳處電位值降為0，自舉電容通過VCC 經自舉二極管充電， 在芯片的VB 和VS 引腳之間產生一個懸浮電源供橋臂的上管使用，因此處于同橋臂的兩個MOS 管接入一個外部電源即可正常工作。

圖7 IR2110 外圍電路Fig.7 IR2110 peripheral circuit

2 電源寬范圍輸入設計

本文設計的電源采用STC12C5A60S2 微處理器控制降壓穩壓電路實現電源的寬范圍輸入設計。

2.1 降壓穩壓電路設計

降壓穩壓主電路采用BUCK 電路拓撲結構，輸入的直流77 V～144 V 不穩定電壓經濾波電容濾波后， 通過以STC12C5A60S2 為主控芯片的降壓穩壓控制電路輸出的PWM 信號調節BUCK 開關管的占空比達到降壓目的，經輸出濾波電路濾波后穩定輸出48 V 直流電壓。

STC12C5A60S2 最小系統包括時鐘電路和復位電路，如圖8 所示。 時鐘電路包括晶振和電容C1，C2。 其中，晶振選用12 MHz 的高穩定無源晶體振蕩器，與STC12C5A60S2 內部的反向放大器構成振蕩器，用來給芯片提供穩定的時鐘信號[7]。 電容C1，C2可以起到頻率微調作用，在本設計中選33 pF。 當存在輸出電流大于33 A 或者輸出電壓大于50 V 時，停止輸出PWM 信號，使MOS 管關斷；當輸出電壓小于50V，并且輸出電流小于33A 時，正常輸出PWM信號，電路正常工作。

圖8 STC12C5A60S2 最小系統電路Fig.8 STC12C5A60S2 minimum system circuit

2.2 軟件設計

系統主程序流程如圖9 所示，首先依次將I/O 口、PWM 和ADC 采樣進行初始化， 延時100 ms 后進入主函數。當存在輸出電流大于33 A 或者輸出電壓大于50 V 時， 停止輸出PWM 信號， 使MOS 管關斷；當輸出電壓小于50 V，并且輸出電流小于33 A時，正常輸出PWM 信號，電路正常工作。

圖9 系統主程序流程Fig.9 System main program flow chart

3 逆變電源的測試分析

3.1 前級升壓電路測試與分析

逆變電源前級升壓電路的推挽功率管G-S 極波形如圖10 所示。可以看出，功率開關管的G-S 極波形與EG3525 芯片輸出的驅動波形相比，波形發生了振蕩，其產生原因為： 驅動電路中的驅動電阻、PCB 走線中的寄生電感和MOS 管的寄生電容串聯發生振蕩。 本文最終通過改變PCB 走線的布局，使整個驅動回路的長度變短，并且適當增大驅動電阻R 來緩解推挽功率管G-S 波形振蕩問題。

圖10 推挽功率管G-S 極波形圖Fig.10 Push-pull power tube G-S pole waveform

前級升壓電路輸出結果如圖11 所示。 在DC110 V 正常輸入情況下，升壓電路最終輸出371 V直流高壓，與主電路計算結果基本相符。

圖11 前級升壓電路輸出Fig.11 Front stage boost circuit output

3.2 后級逆變電路測試與分析

空載時逆變電路輸出電壓波形如圖12 所示。可以看出，其波形為正弦波，頻率為49.7447 Hz，有效值為225 V。 分析其幅頻特性可得，輸出波形幾乎不含高次諧波，即波形基本無失真，達到了設計要求。

圖12 空載時逆變電路輸出電壓波形Fig.12 Output voltage waveform of the inverter circuit at no load

4 結語

為解決軌道車輛內傳統的220 V 交流電供電不穩定、效率低等問題，本文在基于高頻逆變技術和脈寬調制技術的基礎上，設計出一款面向軌道車輛的DC110 V/AC220 V 逆變電源，其功率值在1500 W左右，工作頻率可達60 kHz。 該電源主要給軌道車輛內小型電器供電，摒棄了傳統的輔助繞組和工頻變壓器調壓模式， 采用了兩級式逆變電源結構，并實現了電源的寬范圍輸入。 經測試分析，電源基本符合設計要求。