基于磁控制的雙諧振腔LLC 諧振變換器*

鄭 宏，嚴(yán)序文，袁雪凱，秦潤(rùn)田，尤濤

(江蘇大學(xué)電氣信息工程學(xué)院,江蘇 鎮(zhèn)江 212013)

隨著世界化石能源的日益減少,光伏發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電等新能源技術(shù)受到了越來(lái)越多的關(guān)注,但目前這些新能源發(fā)電單元受氣候、天氣等外部條件的影響較大,輸出電能不穩(wěn)定、不連續(xù),輸出電壓范圍較寬,因此就需要一款在寬輸入電壓下仍能高效運(yùn)行的后級(jí)隔離型變換器。[1-2]而在一系列DC-DC 變換器結(jié)構(gòu)中,全橋LLC 諧振變換器能夠在全電壓范圍內(nèi),實(shí)現(xiàn)原邊MOS 管的零電壓開通(Zero Voltage Switching,ZVS)和副邊整流管的零電流關(guān)斷(Zero Current Switching,ZCS)[3],開關(guān)損耗低,效率較高,同時(shí)又具有無(wú)功環(huán)流較小的特性,因此被廣泛應(yīng)用于該領(lǐng)域。

傳統(tǒng)的LLC 諧振變換器通常采用變頻控制或移相控制來(lái)調(diào)節(jié)輸出電壓。當(dāng)輸入電壓范圍較寬時(shí),變頻調(diào)控需要較寬的頻率變化范圍,不利于磁性元件的優(yōu)化設(shè)計(jì),從而導(dǎo)致變換器的效率較低。移相控制技術(shù)目前也受到了廣泛應(yīng)用,它具有開關(guān)頻率固定、控制電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn),可以在較寬的輸入電壓范圍下調(diào)節(jié)變換器的電壓增益,但它的電壓增益比只能低于1,并且移相角不宜過(guò)大,否則就會(huì)引起變換器的原副邊電流應(yīng)力增大、無(wú)功環(huán)流增大等問(wèn)題,從而導(dǎo)致變換器的效率低下[4]。

針對(duì)以上問(wèn)題,文獻(xiàn)[2]提出一種將可變倍頻技術(shù)和Burst 控制模式相結(jié)合的方法,將輸入電壓的高低電壓比增大到4∶1,雖然該方法大大拓寬了輸入電壓范圍,但控制電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜,且在輕載時(shí)效率較低。

文獻(xiàn)[3]提出一種混合模式控制的LLC 變換器,副邊兩個(gè)整流管被換成了開關(guān)管。在高輸入電壓下,采用移相控制技術(shù)改變開關(guān)管的電壓增益,以此來(lái)達(dá)到穩(wěn)壓的目的,記為Buck 模式；當(dāng)輸入電壓較低時(shí),通過(guò)控制副邊開關(guān)管的共同導(dǎo)通時(shí)間來(lái)提升變換器的電壓增益,穩(wěn)定輸出電壓,記為Boost 模式。但是當(dāng)變換器工作在Buck 模式下,變換器就存在一個(gè)周期沒(méi)有能量直接傳到副邊,且變換器的原邊環(huán)流較大,效率較低。并且變換器增加了兩個(gè)開關(guān)管,需要額外的控制電路,增加了成本,也降低了效率。文獻(xiàn)[4]提出了一種Boost 集成型LLC 諧振變換器,它在橋臂中間增加了兩個(gè)Boost 輸入電感,一定程度上增大了變換器的電壓增益,但所提變換器只有在輸入電壓在中間值附近時(shí),變換器的工作特性最優(yōu)。

本文在拓?fù)浜涂刂品椒ㄉ献鞒龈倪M(jìn),提出一種將磁控制的可變電感技術(shù)和全橋雙諧振腔LLC 諧振變換器(Full-Bridge Double Resonant Tank,FBDRT)相結(jié)合的新方案。首先介紹了全橋雙諧振[5]LLC 諧振變換器的工作原理及其能夠降低電壓增益需求的原因,然后分析了如何將可變電感技術(shù)與之相結(jié)合。目前可變電感技術(shù)已經(jīng)被廣泛應(yīng)用在電子鎮(zhèn)流器、LED 驅(qū)動(dòng)電源等領(lǐng)域。在諧振變換器中,可變電感通過(guò)反饋輸出電壓來(lái)改變壓控電流源的電流,從而改變磁芯磁導(dǎo)率來(lái)控制磁芯的飽和程度,以達(dá)到調(diào)節(jié)電感的目的,從而能夠調(diào)節(jié)電壓增益來(lái)穩(wěn)定輸出電壓[6]。

1 工作原理分析

基于磁控制的FBDRT LLC 諧振變換器如圖1所示。開關(guān)管S1～S4組成全橋逆變網(wǎng)絡(luò),復(fù)合可變電感Lr,諧振電容Cr1、Cr2以及變壓器勵(lì)磁電感Lm1、Lm2共同構(gòu)成雙諧振腔結(jié)構(gòu),兩個(gè)相同的變壓器將變換器的原副邊隔離開,副邊的橋式整流電路由D1～D4組成。可變電感的Lr的主繞組為Nac,附加繞組為N1、N2,反饋控制回路通過(guò)控制壓控電流源的直流偏置電流Idc來(lái)實(shí)現(xiàn)電感量的控制。

圖1 基于磁控制的FBDRT LLC 諧振變換器

1.1 電路拓?fù)湓矸治?/h3>

FBDRT LLC 變換器在全橋LLC 諧振變換器的基礎(chǔ)上多增加了一個(gè)諧振腔,如圖2 所示,方波發(fā)生網(wǎng)絡(luò)中的S1、S4和S2、S3開關(guān)管以0.5 的占空比交替互補(bǔ)導(dǎo)通,那么Uab是占空比為0.5,峰值為±Uin的方波；Uac是占空比為0.5,峰值為±Uin/0 的方波,但Uac存在直流偏置電壓0.5Uin。為了便于變換器的模態(tài)分析,現(xiàn)假設(shè):

圖2 FBDRT LLC 諧振變換器的工作模態(tài)

(1)原邊開關(guān)管、副邊整流二極管均為理想開關(guān)管。

(2)開關(guān)管S1～S4的寄生電容大小相等,記為Coss。

(3)諧振電容Cr1、Cr2相同,即Cr1＝Cr2＝0.5Cr。

(4)勵(lì)磁電感Lm1、Lm2相同,即Lm1＝Lm2＝2Lm。

(5)兩變壓器匝比na、nb相同,na＝nb＝2ne。

設(shè)計(jì)時(shí),為了降低開關(guān)損耗,將變換器設(shè)計(jì)工作在ZVS 區(qū)域,即fs＜fr-min,典型工作波形如圖3 所示。所提電路拓?fù)湓趂s＜fr時(shí)的模態(tài)分析如下。(由于波形的對(duì)稱性,在此僅取正半周期進(jìn)行說(shuō)明)。

圖3 FBDRT LLC 變換器在fs＜frmin時(shí)的典型波形

開關(guān)模態(tài)1[t0～t1]在t0時(shí)刻之前,S2、S3兩個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通,此時(shí)iLr和iLr1為負(fù)值,且iLr＝iLm1＋iLm2,變壓器原邊繞組無(wú)電流通過(guò),變壓器副邊繞組中流過(guò)的電流值為0。t0時(shí)刻,S1～S4四個(gè)開關(guān)管全都關(guān)閉,此時(shí)復(fù)合支路總諧振電感電流值為負(fù),即iLr分別給S2、S1的寄生電容分別充放電,同時(shí)iLr1給S3的寄生電容充電的時(shí)候,給S4的寄生電容放電。當(dāng)S2寄生電容電壓上升到輸入電壓值時(shí),S1寄生電容的電壓下降為0 時(shí),iLr和iLr1分別流過(guò)S1、S4的體二極管,為下個(gè)模態(tài)開關(guān)管ZVS 開通創(chuàng)造條件,此時(shí)為t1時(shí)刻,模態(tài)1 結(jié)束。模態(tài)1 的等效電路圖如圖2(a)所示。

開關(guān)模態(tài)2[t1～t2]在t1時(shí)刻,打開開關(guān)管S1、S4兩開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS 開通,副邊整流二極管D1和D4開始導(dǎo)通,uab和uac電壓都為Uin；兩變壓器的輸出電壓之和為Uo,勵(lì)磁電感Lm1、Lm2被輸出電壓鉗位,諧振電感Lr分別與諧振電容Cr1和Cr2發(fā)生串聯(lián)諧振,輸入電壓源通過(guò)兩個(gè)諧振支路向負(fù)載傳輸能量,當(dāng)諧振電感上的電流等于兩個(gè)勵(lì)磁電電感上的電流之和時(shí),該模態(tài)結(jié)束。模態(tài)2 的等效電路圖如圖2(b)所示。

開關(guān)模態(tài)3[t2～t3]在t2時(shí)刻,勵(lì)磁電感上的電流之和等于諧振電感上的電流,副邊電流is自然降到0,D1和D4實(shí)現(xiàn)ZCS 關(guān)斷。此時(shí)Lm1、Lm2不再受到輸出電壓鉗位,與諧振電感Lr、諧振電容Cr1一起諧振；t3時(shí)刻,開關(guān)管S1、S4關(guān)斷,模態(tài)3 結(jié)束,變換器進(jìn)入下半周期的對(duì)稱模態(tài)。模態(tài)3 的等效電路圖如圖2(c)所示。

對(duì)[t0～t3]時(shí)段內(nèi),兩個(gè)諧振腔列寫狀態(tài)方程:變換器的狀態(tài)變量分別為iLr、ucr1、

由電感Lr和Lm2在整個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的伏秒平衡原則可知,uac的直流偏置電壓0.5Uin將完全由諧振電容Cr2承擔(dān),那么可以得到為

[t0～t1]是原邊開關(guān)管的死區(qū)時(shí)間,持續(xù)時(shí)間很短,可以忽略,那么兩個(gè)諧振腔的狀態(tài)變量在時(shí)段的[t0～t2]表達(dá)式為:

用式(2)加上式(3),便可推導(dǎo)出開關(guān)模態(tài)1 和開關(guān)模態(tài)2 時(shí)間段內(nèi)變換器諧振電流iLr和變壓器勵(lì)磁電流iLm的表達(dá)式為

同理,可以得到[t2～t3]時(shí)段內(nèi)iLr和iLm的表達(dá)式為

根據(jù)以上兩個(gè)式子,可以將FBDRT LLC 變換器等效成下圖的全橋變換器,只是等效的輸入電壓源變?yōu)?.75Uin,如圖4 所示。

圖4 FBDRT LLC 諧振變換器的等效電路

當(dāng)fs＝fr時(shí),變壓器T1的輸出電壓為±Uin/na,T2的輸出電壓為±0.5Uin/nb,此時(shí)根據(jù)變換器的電壓增益公式M＝neUo/Uin可以得到M＝0.75。那么FBDRT LLC變換器基于FHA 分析法所得電壓增益公式[7]如下:

式中:Ln為歸一化電感量,Ln＝Lr/Lm；Q為品質(zhì)因數(shù),Q＝Z0/Req；Req為交流等效電阻,Req＝8n2R/π2；Z0為特征阻抗；fn歸一化頻率,fn＝fs/fr,fs為開關(guān)頻率,fr為串聯(lián)諧振頻率。

由式(6)可知,FBDRT LLC 變換器可以降低寬輸入電壓范圍下變換器所需的電壓增益需求,它的輸入電壓變化范圍是全橋LLC 變換器的4/3 倍,因此該拓?fù)涓m用于寬輸入電壓范圍下。

1.2 反饋控制回路原理分析

用MATLAB 繪制出電壓增益M隨電感比(Ln＝Lm/Lr)變化的曲線,如圖5 所示。由圖5 可知,在歸一化頻率fn＜1 且品質(zhì)因數(shù)不變的情況下,隨著電感比的減小,變換器電壓增益曲線越來(lái)越陡,變化范圍越來(lái)越大[8],有利于增大輸入電壓范圍,且變換器工作在定頻模式下,有利于減小開關(guān)損耗和磁性元件損耗。

圖5 不同Ln 下的電壓增益曲線

并且從圖中可以看出,使用傳統(tǒng)的變頻調(diào)節(jié)方案,當(dāng)輸入電壓范圍很寬時(shí),變換器需要很寬的頻率變換范圍,這對(duì)變換器中的磁性元件的優(yōu)化設(shè)計(jì)是非常不利的,從而導(dǎo)致變換器整體效率降低。因此本文提出一種基于磁控制的可變電感控制方案,讓變換器工作在定頻模式下,將諧振電感做成可變電感,通過(guò)改變電感值,從而改變諧振回路的電壓增益,進(jìn)而調(diào)節(jié)輸出電壓。

以寬范圍電壓為例,為了滿足最低輸入電壓時(shí)的最大增益需求,此時(shí)需要較小的Ln,即較大的Lr,此時(shí)諧振電感Lr上的峰值電流較低,初級(jí)開關(guān)管的開關(guān)損耗較低,有助于提升效率。當(dāng)輸入電壓為最大輸入電壓時(shí),此時(shí)對(duì)應(yīng)最小的電壓增益,如圖所示,Ln較大,即較小的Lr,諧振電感Lr上的峰值電流就會(huì)增加,此時(shí)初級(jí)開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷損耗就會(huì)增加,降低變換器的效率,因此在制作可變電感時(shí),電感的最低飽和值應(yīng)在滿足最低電壓增益需求的基礎(chǔ)上,盡量選取較大的值,以保證峰值電流不會(huì)太大,這樣就能保證變換器在全電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)效率的提升。

2 磁控制的可變電感原理簡(jiǎn)介

可變電感通常采用如圖6 所示的雙E 型磁芯構(gòu)成,主要由三個(gè)繞組構(gòu)成,它的主繞組繞制在中間磁柱上,而兩個(gè)偏置繞組則以相同的匝數(shù)分別繞制在磁芯的左右兩側(cè)磁柱上。兩邊磁柱不開氣隙,而中間磁柱開氣隙(可以防止磁芯快速飽和)。[9-10]可變電感的磁芯結(jié)構(gòu)特性前人已經(jīng)作出了相應(yīng)的分析,此處不再贅述。可變電感是通過(guò)控制磁芯的飽和程度來(lái)控制電感量的變化的,文獻(xiàn)[11]對(duì)可變電感的感量表達(dá)式作出了推導(dǎo),此處假設(shè)邊柱磁導(dǎo)率處處相等,記為μv,則感量計(jì)算表達(dá)式如下:

圖6 基于磁控制的可變電感結(jié)構(gòu)圖

式中:μv、μc、μ0分別為邊柱磁導(dǎo)率,中柱磁導(dǎo)率和中柱氣隙的磁導(dǎo)率；lv、lc、lg分別為整個(gè)邊柱,中柱(不含氣隙),氣隙的磁路長(zhǎng)度；A1,A2,Ae分別為端柱,邊柱,中柱的截面積,Ae＝2A1＝2A2,并設(shè)A1＝A2＝Av；N為磁芯所繞導(dǎo)線匝數(shù)[11]。

由式(7)可知,電感值被劃分為前后兩個(gè)部分,前半部分lv/2μvAviN2中的μv受到反饋控制回路的壓控電流源的電流idc的控制；后半部分的lc/μcAeN2＋lg/μ0AeN2是幾乎不發(fā)生變化的主繞組的電感量[11]。當(dāng)輸出電壓發(fā)生變化的時(shí)候,反饋控制回路通過(guò)誤差放大器調(diào)節(jié)壓控電流源的電流,從而改變邊柱磁導(dǎo)率,達(dá)到調(diào)節(jié)電感的目的。在輸入電壓為120 V 的時(shí)候,標(biāo)稱狀態(tài)下,此時(shí)壓控電流源的電流idc為零,沒(méi)有電流流過(guò)控制繞組N1和N2,此時(shí)諧振電感具有最大值Lr-max,諧振電感上的電流峰值較低,此時(shí)原邊開關(guān)管的開關(guān)損耗就會(huì)降低,因此所提方案在低輸入標(biāo)稱電壓下具有高效率。當(dāng)壓控電流源的電流Idc逐漸增大后,諧振電感值逐漸減小,當(dāng)Idc增加到一定程度,磁芯完全飽和,此時(shí)諧振電感值達(dá)到最小值Lr-min。此時(shí)無(wú)論Idc怎么變化,電感值也不會(huì)再發(fā)生變化。

3 系統(tǒng)主要參數(shù)設(shè)計(jì)

為驗(yàn)證FBDRT LLC 變換器在寬輸入電壓[12]時(shí)依然能保持高效率,本文設(shè)計(jì)了輸入電壓為120 V～400 V、輸出為48 V/5 A 的雙諧振腔LLC 變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。定義Q＝2,fs＝135 kHz。

(1)變壓器變比

由上文分析可知,標(biāo)準(zhǔn)輸入電壓為120 V,并定義二極管和副邊線路上壓降之和VD＝2 V,因此等效變壓器變比可由下式計(jì)算為:

(2)諧振槽參數(shù)計(jì)算

諧振電容Cr的計(jì)算公式如下:

諧振電感Lr的取值范圍計(jì)算如下:

由上文分析已知,fs＜fr-min,因此在設(shè)計(jì)時(shí),當(dāng)可變電感取最大值時(shí),應(yīng)使串聯(lián)諧振頻率等于開關(guān)頻率,這樣便可以保證開關(guān)頻率fs在全范圍內(nèi)均小于等于串聯(lián)諧振頻率fr,即變換器工作在ZVS。在標(biāo)準(zhǔn)輸入電壓下,此時(shí)反饋控制回路的壓控電流源電流Idc為0,此時(shí)諧振電感取最大值,即串聯(lián)諧振頻率取最小值fr-min那么諧振電感最大值計(jì)算公式如下:

由圖5 可以確定最小電感比Ln的值,已知電感比越小,效率越高,但較大諧振電感也會(huì)給繞制可變電感的過(guò)程增加難度,并且會(huì)增大無(wú)源器件的體積,折中選擇Ln＝1 即可滿足電壓增益需求?？梢郧蟪鲎儔浩鲃?lì)磁電感值為

并且由圖5 可知,當(dāng)輸入電壓為最大值時(shí),電壓增益比很小,此時(shí)為了避免諧振電感值太小、原邊開關(guān)管損耗增大而引起效率降低的問(wèn)題,選擇Ln＝4即可滿足要求,因此可以求出可變電感最小值為

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證以上理論分析的正確性,本文繞制了一個(gè)15 μH～60 μH 的可變電感器,制作了一臺(tái)240 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī),驗(yàn)證了該變換器在寬輸入電壓下仍能夠安全穩(wěn)定工作,并且具有高效率。變換器參數(shù)如下:

輸入電壓:120 V～400 V

輸出電壓:Uo＝48 V

輸出電流:Io＝5 A

開關(guān)頻率:fs＝135 kHz

變壓器變比:na＝nb＝3.6

諧振電感:15 μH～60 μH

諧振電容:Cr1＝Cr2＝12 nF

勵(lì)磁電感:Lm1＝Lm1＝120 μH

圖7、圖8 為開關(guān)管軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)波形。從圖7可以看出,在開關(guān)管S1開通時(shí),S1的漏源極電壓已經(jīng)下降為0,此時(shí)流過(guò)開關(guān)管電壓電流乘積為0,即S1實(shí)現(xiàn)ZVS 開通。從圖8 可以看出,在t2時(shí)刻,流過(guò)副邊二極管D1的電流已經(jīng)降為0,即副邊二極管實(shí)現(xiàn)ZCS 關(guān)斷。

圖7 ZVS 實(shí)現(xiàn)波形

圖8 ZCS 實(shí)現(xiàn)波形

圖9 為變換器的輸出電壓波形,從圖中可以看出,當(dāng)輸入電壓發(fā)生變化時(shí),變換器通過(guò)反饋控制回路控制壓控電流源的電流大小,從而可以調(diào)節(jié)可變電感值,使輸出電壓穩(wěn)定在48 V。

圖9 輸出電壓波形

圖10 給出了變換器效率隨輸入電壓的變化曲線,可以看出,FBDRT LLC 變換器的效率隨著輸入電壓的增加而減小,正是由于隨著輸入電壓的增加,可變電感值隨之減小,變換器的關(guān)斷電流和傳導(dǎo)電流增加,導(dǎo)致效率η下降。此外,圖10 也展示了變換器效率隨負(fù)載的增加而增加。Uin＝160 V,重載時(shí),η＝90%。

圖10 實(shí)測(cè)變換器的效率曲線

5 結(jié)論

本文提出了一種基于磁控制的可變電感器方案來(lái)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓的雙諧振腔LLC 諧振變換器。通過(guò)理論分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,得出FBDRT LLC 變換器能夠在不犧牲效率的前提下,能夠?qū)⑤斎腚妷鹤兓秶貙挒槿珮騆LC 變換器的4/3 倍,能夠有效解決目前新能源發(fā)電單元受外界環(huán)境因素影響的問(wèn)題。并且所提變換器還具有以下優(yōu)點(diǎn):

(1)變換器原邊能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS,副邊能夠?qū)崿F(xiàn)ZCS,開關(guān)損耗低,變換效率較高。

(2)該變換器工作在定頻模式下,有效解決了變頻調(diào)控下諧振變換器的EMI 問(wèn)題,有利于磁性元件的優(yōu)化與設(shè)計(jì),提高了變換器的效率。

(3)變換器原邊兩條支路的電流互不影響,即變換器的原邊不存在環(huán)流。