超寬帶下變頻組件設計

劉玲玲何 川王自力王生旺張廣場陸勤龍

(1.中國電子科技集團公司超導電子技術重點實驗室,安徽 合肥 230043；2.中國電子科技集團第十六研究所,安徽 合肥 230043)

隨著我國天文觀測在太陽物理學、脈沖星體等工程應用中的需求不斷增加,寬帶低噪聲接收系統[1-2]逐漸在應用中成為主流設備。超寬帶接收機能夠快速有效地識別射電源等目標發出的微弱信號。接收系統首先將主、副反射面匯聚來的探測器或射電源信號進行極低噪聲放大、濾波、變頻以及增益控制等處理,并通過變頻通道把射頻信號變為中頻信號后送入數據終端,做后續處理,因此變頻組件在整個接收系統中是核心模塊。變頻通道的工作頻率覆蓋幾百MHz 到14 GHz,工作帶寬達到GHz 量級,同時具有高隔離度、高屏蔽性能。

常規的超寬帶下變頻組件[3-4]采用開關濾波器組,如圖1 所示。

圖1 傳統寬頻下變頻方案

傳統寬帶變頻將射頻通道劃分成幾段,在混頻之前增加多組前置濾波器。這種方案體積占比高,控制電路復雜,對組件的電磁屏蔽和隔離度設計增加難度,從而給寬帶超低噪聲前端帶來干擾。本項目研究了一種組合的變頻方案[5],避免了開關濾波器組設計的弊端,采用先上變頻將寬帶信號搬移到窄帶K 波段,再下變頻到中頻。從方案設計、電路設計和屏蔽設計等幾個方面超寬帶下變頻組件的實現。

1 方案概述

根據射電望遠鏡系統應用要求,寬帶變頻組件采用直接變頻方案,實現寬帶信號的快速傳輸接收,控制和通信邏輯簡單,滿足觀測快捷需求。為了實現寬帶信號鏡像抑制指標[6-7],沒有采用體積大、控制邏輯復雜的開關濾波器組,而是設計先將寬帶信號上變頻,將頻率變到K 波段,本振設置為23 GHz～35 GHz,變頻后輸出頻率為20 GHz～21 GHz,再將20 GHz～21 GHz 下變頻到中頻,工作原理[8-9]如圖2 所示。

圖2 下變頻工作原理

該變頻組件主要包括微波變頻通道、中頻通道和電源單元。變頻單元采用二次變頻模式,變頻后通過濾波器抑制本振泄露信號及帶外的交調分量。系統包括2 通道,每個通道原理結構一樣。本組件將輸入信號進行兩次變頻,得到最終的中頻信號輸出。為降低系統噪聲系數,提高其小信號檢測能力(靈敏度指標),提高鏡像抑制能力,在混頻之前加一級帶通濾波器。最后中頻輸出提供開關濾波器組工作方式,提供2 種頻帶的選擇。

1.1 變頻組件主要技術指標

輸入輸出路數:2 路,增益:≥30 dB；帶內增益波動:≤±2 dB；通道隔離度:≥60 dB；輸出1 dB 壓縮點:≥15 dBm；鏡頻抑制:≥20 dB(70 MHz～1 000 MHz)/≥70 dB(500 MHz～1 000 MHz)；噪聲系數:≤6 dB。

1.2 主要技術指標分析

噪聲系數和增益:系統的噪聲溫度主要取決于前端無源器件的插損和有源器件的噪聲和增益,在整個系統鏈路中插損L的計算公式:

增益表達式:

以上式中Po為輸出信號功率,Pi為輸入信號功率。

由以上公式計算出無源器件的增益:

級聯系統的噪聲系數表達式為:

總增益為各部分增益的疊加:

根據圖2 方案,組件的噪聲系數計算結果為:NF＝4.3 dB,增益G＝38 dB,滿足設計要求。

鏡頻抑制:根據鏡頻、中頻以及本振的關系[10-11]可知,2 GHz～14 GHz 的鏡頻信號,必然在帶內,直接變頻無法濾除。本方案的兩次變頻,每次變頻的帶寬輸出為窄帶,通過器件電路設計和鏡頻濾波器來實現鏡頻抑制。輸入頻率為寬帶信號上變頻將頻率變到Ka 波段,本振設置為23 GHz～34 GHz,1 變頻后輸出頻率為20 GHz～21 GHz。再與2 本振混頻,變頻至70 MHz～1 000 MHz。第一次變頻輸入信號與鏡頻信號的關系見表1。

表1 鏡頻頻率對應表

可以看出離輸入信號最近的鏡像信號為44 GHz,因此通過截止頻率為16 GHz 低通濾波器,在44 GHz 抑制大于40 dB,再加上放大器電路設計在高頻的衰減特性,能夠實現70 dB 的鏡頻抑制指標。

二次變頻鏡頻頻率最近帶外140 MHz 處,設計高Q值的腔體濾波器可以實現。濾波器仿真如圖3所示。

圖3 鏡頻抑制濾波器性能圖

隔離度:組件兩個通道同時工作,通道隔離度要求高,隔離度的實現主要考慮信號空間輻射和電源線傳導等。針對空間輻射屏蔽,由于組件工作頻率高達35 GHz,波長短,信號屏蔽難,為此我們設計金屬結構時,采用密封焊接,防止射頻信號泄露。在電源設計上,外加電源首先經過高頻扼流電感和大容量陶瓷電容濾波后,再進行二次穩壓。穩壓后再提供給各個單元電路使用。對有隔離要求的電路,其電源均嚴格獨立分開,避免引入串擾。根據工程經驗,這種設計隔離度可以做到70 dB 以上。

1.3 寬帶毫米波變頻通道設計

組件工作頻帶寬,同時兩次變頻,功能復雜,為了實現增益指標,會采用多級電路級聯實現,因此鏈路的增益波動設計[12-13]是本組件設計的難點。首先對毫米波變頻通道寬帶電路仿真,保證寬帶信號能夠傳輸良好并且線性度好。然后增加寬帶信號增益均衡設計,補償器件增益波動帶來的影響。再次選擇合適器件及電路,保證寬帶信號變頻在射頻和中頻響應平坦。最后是級聯電路的匹配設計,減少電路因駐波失配引起的增益波動。

電路利用單片、微帶線、波導等多種形式混合集成的方式,組合采用金絲互聯實現信號傳輸過渡。隨著頻率的升高,鍵合線對微波電路的影響越來越明顯,有時成為主要因素。決定鍵合線微波特性的主要參數有鍵合線長度、幅度、間距和根數。本組件經過仿真設計,選擇三根金絲實現寬帶信號傳輸,微帶線同時設計匹配。

根據圖4 金絲互聯結構設計和仿真圖5 表明設計的電路2 GHz～14 GHz 寬帶信號具有很好的回波損耗,傳輸特性良好。這可以避免寬帶信號傳輸過程中因金絲過渡產生的駐波失配,造成增益起伏惡化。

圖4 金絲鍵合傳輸電路結構

圖5 金絲鍵合傳輸電路仿真結果

如前所述,產品工作頻率高,增益及隔離度指標要求較大,在盒體內部易形成信號串擾等,必須從結構設計上進行分腔屏蔽盒設計,下面具體介紹屏蔽盒的設計。

本產品采用微帶電路的形式實現,微帶電路是一半開放的傳輸線,電路能量將通過微帶線向空中輻射,如果輸出信號反饋到輸入端,易形成信號串擾。屏蔽盒體的設計主要從避免其諧振頻率落在帶內和高增益處,對信號傳輸為截止模式。同時對敏感器件采取局部保護措施,如圖6 所示,通過添加屏蔽罩或屏蔽盒體對敏感器件進行二次信號保護,可以對信號輻射的路徑進行隔斷。

圖6 匹配過渡電路仿真模型

屏蔽盒的高度一般為第一層介質厚度15～20 倍或以上,在屏蔽腔面積一定時,要提高屏蔽腔的最低諧振頻率,需增加長寬比,避免正方形的腔體。根據組件的工作頻率范圍,采用介質板厚度為0.254 mm的5880 板材,設計寬度5 mm,高度3 mm 的屏蔽盒內腔尺寸。

通道接口傳輸我們采用3.5 連接器,金屬導體直徑為0.3 mm,在高頻頻段連接器和微帶過渡我們通阻抗計算公式(6),計算匹配一段空氣腔體尺寸,εr空氣介電常數,b為空氣腔直徑,a為金屬導體直徑。結合三維計算軟件,仿真腔體的諧振頻率,優化空氣腔尺寸。通過公式計算和仿真,腔體的諧振頻率在40 GHz 以上,滿足我們使用要求。空氣匹配的傳輸特性如圖7 所示,電路的回波損耗可達到-25 dB,信號傳輸特性較好。

圖7 匹配過渡電路仿真結果

1.4 中頻通道設計

中頻通道設計主要考慮混頻器產生的交調、本振泄露的抑制,同時要滿足系統增益和輸出1 dB 壓縮點技術指標。根據前面的原理,中頻采用開關濾波器組-均衡-放大-衰減-放大的方案。由于兩次變頻本振頻率距離中頻輸出較遠,中頻的濾波電路主要濾除低頻電源干擾以及民用通信信號的抑制。設計采用LC 帶通濾波器實現。系統增益寬帶平坦,我們增加數控衰減器來控制增益大小。在中頻我們設計具有駐波好、體積小的LC 集成化均衡器來補償帶內增益器起伏,均衡器原理如圖8 所示,該形式均衡量靈活可調,單級均衡量可達1 dB～3 dB。

圖8 可調均衡器原理圖

2 測試結果和分析

組件采用安捷倫噪聲系數分析儀N8975A 和噪聲源N4002A 測試下變頻噪聲系數。設置下變頻模式,頻率2 GHz～14 GHz,可變本振,輸出中頻500 MHz。通過改變輸入本振頻率,測試組件的噪聲系數。如圖9 所示,組件的噪聲系數最大為4.9 dB。

圖9 噪聲系數測試結果

平坦度測試組件采用安捷倫標量網絡分析儀8757D。通過改變輸入本振頻率,測試組件的中頻輸出增益和平坦度。如圖10 所示,組件在13 GHz～14 GHz 的輸出平坦度在±0.95 dB。

圖10 增益平坦度測試結果

從表2 可以看出,組件的指標都優于設計指標,尤其是接收機系統的隔離度測試為80 dB、平坦度±1.2 dB,使得組件的性能更加優越。

表2 組件測試數據

3 結論

本文討論了一款寬頻帶下變頻組件的研制過程,采用一種組合變頻方案,實現寬帶信號直接變頻的鏡頻抑制指標；采用金絲互聯補償、均衡以及級間匹配等高頻段增益補償技術,實現組件較好的帶內平坦度。產品具有高隔離度,平坦度好的特點,滿足射電接收機的使用要求,在天文觀測,測控領域具有很大的應用價值。