一種改進型高增益Y 源DC-DC 升壓變換器*

房緒鵬，王旭，闞興宸，王璞

(山東科技大學電氣與自動化工程學院,山東 青島 266590)

如今隨著科技以及經濟社會的高速發(fā)展,人們越來越重視新能源的開發(fā)與利用,然而新能源產生的電壓等級通常較低,這就需要合適的轉換器將新能源發(fā)電產生的低壓電能進行升壓并入電網以供使用。近年來,Z 源阻抗網絡[1]及其改進拓撲[2-6]陸續(xù)被提出,但其具有輸入電流不連續(xù)、升壓占空比較高等缺點。之后研究人員提出了Y 源阻抗網絡等新型阻抗源結構[7-12],利用耦合電感來進行升壓,設計更加靈活,但輸入電流不連續(xù)的問題沒有得到解決。本文在該新型準Y 源結構[13]的基礎上添加了二極管和電容,形成多個新的回路,保留了新型準Y 源變換器輸入電流連續(xù)的特點,并且可以在較小的占空比下獲得很高的電壓增益,有效減少了開關損耗。

1 改進型變換器電路結構及工作原理

本文所提出的改進型Y 源變換器如圖1 所示,該電路拓撲主要由3 個緊密耦合的電感N1,N2,N3以Y 形連接,在傳統(tǒng)準Y 源變換器的基礎上在耦合電感N1、N2支路上分別新增了一個電容和一個二極管,最后將二極管D1與二極管D2首尾相連形成一個新的回路。

圖1 改進型Y 源變換器

當電路處于穩(wěn)態(tài)時,變換器根據開關管的開通與關斷分為兩個工作狀態(tài):直通與非直通狀態(tài)。兩種工作狀態(tài)的等效電路如圖2 所示。

圖2 變換器等效電路

電路的直通狀態(tài)如圖2(a)所示,開關管S 處于導通狀態(tài),此時二極管D1和D3因為承受反向電壓而關斷。直流電源和電容C3向電感L1放電,電感儲存能量,電容C2和C1向三繞組耦合電感充電。此時輸入與輸出分隔開,負載由C4供能。此時,由KVL 可得:

式中:N1,N2,N3為三繞組的匝數,且各繞組電壓比等于繞組匝數比。

電路的非直通狀態(tài)如圖2(b)所示,此時開關管S 與二極管D2斷開,D1與D3導通。電源與電感向耦合電感釋放能量,并同時給電容C1～C4進行充電,負載在非直通期間也由電源和電感提供能量。根據KVL,可以得到下列關系式:

由式(2)和式(3)可得:

由式(5)可得:

由電感的伏秒平衡結合式(7)、式(8)可得:

式中:D為開關S 的直通占空比。由式(6)、式(9):

式(1)、式(4)由伏秒平衡并結合式(10)可得:

式中:K為變換器的繞組系數,由輸入與輸出的關系式便可得知,本電路拓撲的電壓增益為:

可以由上式得出占空比的取值范圍為:

所以占空比D的取值范圍會隨著繞組系數K的變化而改變。表1 和圖3 清楚地表示了不同K值所對應的占空比取值范圍、電壓增益以及匝數比。相較于Z 源拓撲結構,Y 源變換器中繞組系數K的加入,使電壓增益G不再只由占空比D所控制,因此電路參數的設計變得更加靈活和高效。

圖3 不同K 值下的電壓增益

表1 不同繞組系數K 和占空比D 下的變換器電壓增益

圖4 為繞組系數K為4 時電壓增益和占空比的關系圖,由圖4 可知,在繞組系數相同時,改進型Y 源變換器(IY)與Y 源(Y)和準Y 源(QY)變換器相比,在占空比相同的情況下,擁有更強的升壓能力,可以在較小的占空比下實現電壓的大幅度提升,降低了電路損耗,提高了電路工作效率。

圖4 三種拓撲升壓比較

2 電壓應力分析

隨著變換器升壓比例的提高,電路中的元器件也會同時承受較高的電壓,此時就不得不選用耐壓能力更高的元器件,這會使電路的成本提高,而且電路的安全性和穩(wěn)定性也會受到很大影響。

根據式(8)、式(11)、式(12),本文所提出拓撲的電容電壓可得:

電路中電容器電壓各不相同,但都和電壓增益G有一定的關聯(lián),表2 匯總了Y 源、準Y 源、改進型Y 源的電容器電壓應力,以及它們各自與其增益G的關系式,可以清楚地比較出在相同電壓增益條件下電容電壓應力的高低。

由表2 可知,當G相同時,改進型Y 源變換器的電容器C1的電壓是Y 源與準Y 源變換器的1/K倍,大幅度減小了電容器C1的電壓應力。當D、K取值相同時,電容器C2的電壓與準Y 源變換器的兩個電容相比都有所減小。而電容器C3的電壓大小會隨著K的取值發(fā)生變化,當K取值較大時改進型Y 源變換器的VC3則會比準Y 源的VC3小?？偟膩碚f,該電路拓撲增加了電容器的數量,但電容器的電壓應力有明顯的降低,電路的安全性和可靠性得到有力保障。

表2 3 種拓撲電容電壓分析

電路中各二極管與開關管的電壓應力也可以根據電路工作狀態(tài)直接求出,并在仿真電路圖中得到驗證。

直通狀態(tài)時,可得二極管D1和D3電壓:

非直通狀態(tài)時,可得二極管D2,開關管S 電壓:

由上式可知二極管與開關管的電壓都與占空比D、繞組系數K有關,因此可以選擇合適的K、D取值,使電路各器件的電壓應力達到最優(yōu)值,保證電路的運行。

3 仿真與實驗驗證

為了驗證上述理論分析,根據電路拓撲在MATLAB/Simulink 中搭建模型,并設置相應的參數比較不同條件下的工作狀態(tài)。在實驗室搭建硬件實驗電路,對電路拓撲進行實驗驗證。仿真參數如表3 所示。

表3 各元件參數

根據表3 中的數據進行模擬仿真,當K＝2,D＝0.2、D＝0.15 時的輸出電壓、輸入電流以及二極管的導通情況如圖5 所示。在理想狀況下,仿真輸出值與理論輸出值60 V、43.6 V 基本一致。二極管的開通情況也與電路的兩種工作狀態(tài)一致。

圖5 仿真波形

由仿真得到的輸出功率與輸入功率的比值可以得出電路的工作效率,圖6 為K＝2 時電路在不同占空比下的工作效率曲線,可以看出,由于漏感的存在,效率會隨著占空比D的增大而逐漸降低,但電路在絕大多數占空比條件下的工作效率都可以保持在一個較高的水平。

圖6 工作效率曲線

根據Simulink 仿真,搭建如圖7 所示實驗電路,選用DSP 芯片TMS320F28335 產生占空比為0.15的PWM 信號來控制IGBT 的導通與關斷,電路器件的型號參數與仿真時一致。當輸入為24 V,K設置為2 時輸出電壓、電容電壓波形如圖8 所示。

圖7 電路實物圖

由式(13)、式(17)～式(19)可以計算出此時的理論值分別為VO＝87.27 V、＝37.09 V、＝50.18 V,與圖8 所示的結果基本一致,證明了上述理論分析和仿真實驗的可行性,縱坐標每格表示30/20 V,橫坐標每格表示50 μs。

圖8 實驗波形圖

4 結語

本文介紹了一種改進型Y 源DC-DC 變換器電路拓撲,對其結構與工作原理展開了具體的分析,進行了相應的仿真與實驗驗證,證明了該變換器的可行性。該拓撲結構不僅輸入電流連續(xù),而且具有相對更強的升壓能力,較低的占空比使得開關導通時間短,提高了系統(tǒng)工作效率,十分適用于光伏發(fā)電系統(tǒng)等輸入電壓較低的工作場合。