新型三相級聯準Z 源交流變換器

徐 飛 ，李昊舒 ，趙志遠

(1.濱州職業學院機電工程學院,山東 濱州 256600；2.山東科技職業學院機電工程系,山東 濰坊 261000；3.國網山東省電力公司齊河縣供電公司,山東 齊河 251100)

交流變換器能實現交流電壓的變換,目前最常用的結構是帶直流環節的間接型交流變換器[1,4]、采用高頻交流環節的直接交流變換器[2,4]和矩陣變換器[3-4]。但是傳統交流調壓器都有其固有缺陷,為了克服這些缺陷,彭方正等[5]提出了Z 源電路拓撲。Z源拓撲網絡在電力電子技術領域具有革命性的意義[6],然而,傳統的Z 源逆變器同時也具有一些缺陷,比如升壓模式下輸入電流斷續,電容電壓應力大等[10]。所以,在Z 源拓撲的基礎上,彭方正又提出了準Z 源電路拓撲,準Z 源變換器的出現是阻抗源變換器理論和拓撲的一個新的發展[7],準Z 源交流變換器不僅可以克服前述交流調壓器的缺陷,具有優良的電路特性[8],并且比Z 源網絡有更強的升壓能力,一經提出,就在高校和工業界獲得廣泛關注,并進行了深入研究。近年來,電力電子變換器向著高頻、高效、高功率密度的方向不斷發展[9],準Z 源網絡采用PWM控制方式,通過改變占空比的大小實現調壓功能[14],所以具有高頻、高效、高功率密度的特點,系統具有更高的調制能力[11],符合當今電子產業的發展方向。單相電壓型準Z 源變換器[7,12-13]可以解決單相交流調壓的問題。文獻[15]和[16]中提出了改進型三相Z 源AC/AC 變換器,但在對升壓能力有較高要求的場合,調節PWM 占空比的時候會出現輸出信號畸變的現象。

本文提出一種全新的三相準Z 源交流變換器電路拓撲,給出其拓撲結構,對工作原理進行了分析,搭建出仿真模型,通過仿真驗證了電路的可靠性和電路分析的準確性。

1 新型三相級聯準Z 源交流變換器電路結構和工作原理

1.1 新型三相級聯準Z 源交流變換器的電路結構

新型三相級聯準Z 源交流變換器的電路拓撲如圖1 所示,主體電路由三相對稱的級聯準Z 源組成,每一相級聯準Z 源包括一個大升壓比準阻抗網絡,每一個大升壓比準Z 源網絡是由傳統準Z 源網絡依序級聯而成,但不是簡單的串聯,而是去除了后一級準Z 源網絡的電感,這樣既保證了大升壓比準Z 源網絡的升壓能力,又可以減少電路元件,從而提升了電路網絡的效率和穩定性,也有利于后期維護。每一個大升壓比準Z 源網絡由四個電容、三個可控雙向開關模塊、三個儲能電感組成。可控雙向開關模塊由MOSFET/IGBT 和二極管并聯以后再面對面串聯組成。

圖1 三相級聯準Z 源交流變換器總電路

1.2 三相級聯準Z 源交流調壓器的工作狀態分析

圖中Sx2和Sx3為一組開關,Sx1為一組開關(x 取a、b、c,后文中x 含義相同)。Sx2和Sx3需同步保持相同的狀態,Sx1需同步保持相同的狀態。對兩大組可控雙向開關施加PWM 信號,兩大組開關互補導通,通過調節兩大組開關的導通占空比,可以實現對輸出電壓的調節。因為電感和電容的存在,這是一個非線性電路拓撲,宏觀上不能進行線性分析,但是當時間取得足夠小時,在某個時刻可以對電路進行線性分析。又因為電路的電源頻率遠遠低于可控雙向開關的開關頻率,所以在分析電路的過程中可以將輸入信號近似成直流信號。根據兩大組開關的導通和關斷可以將電路分為兩種電路狀態,在這兩種電路狀態下,根據電流的流向可以分為五種工作狀態。

工作狀態1:如圖2(a)所示。Sx1導通,Sx2和Sx3關斷。此時,對于三相級聯準Z 源網絡中,三相電源中的每一相電源、電容Cx2和Cx4給電感Lx1充電,電容Cx1和Cx4給電感Lx2充電,電容Cx3給電感Lx3充電；對于濾波部分,Lxf給負載供電。

圖2 (a) 工作狀態1

工作狀態2:如圖2(b)所示。此時三相級聯準Z源中的雙向開關和工作狀態1 完全相同,不過濾波電路中電感Lxf和Cxf中的電能會發生變化,ILxf逐漸減小,當其降低到0 時,電感Lxf會由電容Cxf充電,ILxf降低到0 后會反向增加。此狀態和工作狀態1 滿足相同的電壓關系式。

圖2 (b)工作狀態2

圖2 (c)工作狀態3

工作狀態3:如圖2(c)所示。這時可控雙向開關的開關狀態發生改變,Sx1關斷,Sx2和Sx3導通,和工作狀態1 和2 的開關狀態互補。此時,如果ILxf處于反向狀態,能量由濾波電路中的電感Lxf流向級聯準Z源網絡,對于級聯準Z源網絡內部,三相電源中的每一相電源和電感Lx1給電容Cx1充電,電感Lx2給電容Cx2充電,Lx3給電容Cx4充電,與此同時,負載的電能由每一相電源、Lx1、Lx2和Lx3共同提供。

工作狀態4:如圖2(d)所示。可控雙向開關的狀態不變,但是濾波電感中的電流會改變流向,即ILxf由反向流動變為正向流動,負載的電能來源和工作狀態3 相同,還是由三相電源中的每一相電源、Lx1、Lx2和Lx3共同提供。此狀態和狀態3 符合相同的電壓關系式。

圖2 (d)工作狀態4

工作狀態5:如圖2(e)所示。此時雙向開關的狀態和工作狀態4 相同,每一相級聯準Z 源網絡中電感的電流減小至ILxf時,負載電能的來源發生變化,變為由電容提供。此狀態和狀態3 符合相同的電壓關系式。

圖2 (e)工作狀態5

這5 種工作狀態以兩大組雙向可控開關互補導通作為前提,運用脈沖寬度調制法對Sx1,Sx2和Sx3進行控制,以實現對輸出電壓進行控制的效果。根據互補控制方式,以上5 種工作狀態根據雙向開關的狀態可以規劃為兩大組情況:Sx1閉合、Sx2和Sx3斷開和Sx1斷開、Sx2和Sx3閉合,將這兩大組狀態分別定義為A狀態和B狀態,接下來將根據這兩大組狀態對電路做定量分析,推導出升壓比,即輸出電壓和輸入電壓之間的關系。

3 三相準Z 源交流調壓器升壓比的推導

推導輸入電壓和輸出電壓之間關系首先需要得到如下兩個關系:Sx1閉合時,三相負載中性點、三相電源中性點和Sx1處的瞬時電壓關系；Sx1斷開時,三相負載中性點和三相電源中性點的瞬時電壓關系。若使用推導計算的方式,求解過程非常復雜,所以使用MATLAB/Simulink 仿真得到以上兩個關鍵關系。在D＝0.65 時,圖3 是三相負載中性點和三相電源中性點的電壓關系,圖4 是三相電源中性點和Sx1處的瞬時電壓關系。圖5 是三相負載中性點和Sx1處的瞬時電壓關系。

圖3 三相負載中性點和三相電源中性點電壓關系

圖4 三相電源中性點和Sx1處電壓關系

圖5 三相負載中性點和Sx1處電壓關系

由以上仿真結果可以得到如下結論:

(1)當電路進入穩定狀態后,三相負載中性點和三相電源中性點之間的電位差恒為0,所以Sx1斷開時,三相負載中性點和三相電源中性點的瞬時電位差為0。

(2)Sx1閉合時,三相負載中性點和Sx1處的瞬時電位差為0,三相電源中性點和Sx1處的瞬時電位差為0,所以三相負載中性點、三相電源中性點和Sx1處的電位差為0。

根據以上仿真結果,可以得到如下兩種等效電路,分別定義為A 狀態等效電路和B 狀態等效電路。

圖6 為A 狀態等效電路。

圖6 A 狀態等效電路圖

當電路處于A 狀態時,對于三相級聯準Z 源交流變換器的每一相,根據基爾霍夫電壓定律可得到如下關系式:

圖7 為B 狀態等效電路。

圖7 B 狀態等效電路圖

當電路處于B 狀態時,對于三相級聯準Z 源交流變換器的每一相,根據基爾霍夫電壓定律可得到如下關系式:

令Ts為可控雙向開關的開關周期,在一個開關周期內,Sx1導通的占空比為D,則Sx1的導通時間為DTs,那么(1-D)Ts為Sx2和Sx3的導通時間。令T為電源周期。在一個周期內,三相級聯準Z源網絡中電感Lx1、Lx2和Lx3兩端的電壓為0。由以上關系,在一個電源周期內可以得到如下關系式:

在Sx1,Sx2和Sx3的一個開關周期之內,三相級聯準Z 源網絡中電容Cx1、Cx2、Cx3、Cx4兩端的電壓不變,可得如下關系式:

根據以上關系式并結合伏秒平衡原理,可得:

通過整理,可得三相級聯準Z 源網絡中電容Cx1、Cx2、Cx3、Cx4兩端的電壓和輸入電壓Vix之間的關系符合如下關系式:

濾波電路中濾波電感Lfx在一個電源周期內電壓平均值為0,可得如下關系式:

根據以上關系結合伏秒平衡原理,可得:

經過整理后,可得輸入電壓和輸出電壓之間的關系如下:

4 仿真結果及分析

在MATLAB/Simulink 中搭建仿真模型并仿真,圖8(a)為三相級聯準Z 源交流變換器完整的電路仿真模型,圖8(b)為可控雙向開關的仿真模型。仿真模型的電路參數如下:三相對稱交流電源電壓為12 V,頻率為50 Hz,三相級聯準Z 源網絡中Lx1、Lx2和Lx3選取500 μH,電容Cx1、Cx2、Cx3和Cx4選取4.7 μF,雙向開關Sx1、Sx2和Sx3的開關頻率為20 kHz,濾波電路中濾波電感Lfx選取100 μH,濾波電容Cfx選取100 μF,三相對稱負載選取100 Ω。為了與實際應用一致,便于采用嵌入式系統實現,仿真算法采用離散模式,采樣周期為10 ns[17]。

圖8 (a) 三相級聯準Z 源交流變換器仿真模型

圖8 (b) 雙向可控開關仿真模型

圖9 和圖10 分別為輸入電壓為12 V 時,D＝0.65 時的降壓波形和D＝0.3 時的升壓波形。

圖9 D＝0.65 時波形

圖10 D＝0.3 時仿真波形

通過仿真可以得出如下結論:

(1)D＝0.65 和D＝0.3 時,輸出電壓的仿真波形分別約為4.4 V 和84 V。通過式(20)計算得到的輸出電壓應分別為4.42 V 和84 V。理論計算結果和仿真結果基本相同。

(2)電路前期會出現振蕩期,在0.02 s 進入穩定期,這是因為電路中的電感和電容完成電能交換需要一定時間,電路能在很短的時間內進入穩定期。

圖11 為電感中電流在換向時的仿真波形,可見電感中電流是連續的,沒有發生斷續。這是因為Sx1、Sx2和Sx3中有反向二極管的存在,可以起到續流的作用,所以三相級聯準Z 源中Lx1、Lx2和Lx2中的電流不會在一段時間內持續為0,能夠實現電流的連續,這樣Sx1、Sx2和Sx3的寄生電容兩端積累的多余電能得以釋放,開關應力得以減小,降低電能沖擊,增加電路中元件的使用壽命。

圖11 電感電流波形

圖12 為輸入電壓為12 V,占空比為D＝0.7 時輸入電壓和電容Cx1、Cx2、Cx3的電壓仿真波形。因為Cx2和Cx4仿真波形重復,所以單獨對Cx4電壓波形進行仿真,圖13 為輸入電壓和Cx4的電壓仿真波形。

圖12 輸入電壓和Cx1、Cx2、Cx3電壓波形

圖13 輸入電壓和Cx4電壓波形

通過式(15)～式(17)計算得到Cx1、Cx2、Cx3,Cx4的理論值應分別為4.36 V、7.64 V、-3.27 V 和7.64 V,輸入電壓和Cx1電壓同相,和Cx2、Cx3,Cx4電壓反相。仿真結果與理論值基本相同。圖14～圖17 為輸入電壓為12 V,占空比為075,流經新型三相級聯準Z 源交流變換器中各個電容的電流波形。

圖14 電容Cx1電流波形

圖15 電容Cx2電流波形

圖16 電容Cx3電流波形

圖17 電容Cx4電流波形

5 實驗結果

根據仿真模型搭建實驗電路,控制核心芯片采用STM32F103,用其發出互補的PWM 信號,用SGH80N60UFD Ultrafast IGBT 作為可控雙向開關主體,采用落木源KA962F 驅動板進行驅動,電路參數同仿真。出于安全考慮,將電壓降至峰值為20 V 做為輸入電壓。分別取D＝0.85 和D＝0.45 進行試驗,實驗結果如圖18 和圖19 所示。

圖18 D＝0.85 時波形

圖19 D＝0.45 時波形

D＝0.85 時,根據式(20)計算可得理論輸出電壓約為1.9 V,實際測得波形為1.7 V 左右,與理論值接近。

D＝0.45 時,根據式根據式(20)計算可得理論輸出電壓約為31 V,實際測得波形為33 V 左右,與理論值接近。

6 結論

將單相級聯準Z 源交流調壓器應用在三相電路中,在對其工作原理分析的基礎上推導出升壓比。用MATLAB/Simulink 搭建仿真模型并進行仿真研究。最后搭建出實物實驗電路得到不同占空比的升壓和降壓實驗波形。通過仿真結果和實驗結果表明,三相級聯準Z 源交流調壓器具有很強的調壓能力和很高的可靠性。提供了一種全新的三相交流調壓思路。