基于無橋PFC的單相三電平變換器設計

徐甜川，張杰

（1.三峽大學 電氣與新能源學院，湖北宜昌 443000；2.東北電力大學 經濟管理學院，吉林吉林 132012）

引言

無橋功率因數校正(PFC)電路由于去除了傳統Boost PFC前級二極管整流橋，電路通態損耗低、效率高，得到廣泛關注[1,2]。dual-boost無橋電路[3-5]在傳統無橋PFC的對地側增加了兩個二極管作為低頻電流的回路，橋臂上開關只作為高頻開關不參與低頻續流，具有更低的共模干擾，缺點是這種拓撲必須使用兩個電感，功率密度不高；圖騰柱無橋拓撲具有較低的EMI[6-8]，使用元件相對較少，可以有效提高電路效率，但對元件性能的要求較高；前級二極管整流橋中間嵌入一對反向串聯的開關管[9]，提出了一種無橋PFC變換器，為本文提出的電路提供了思路。此外，多電平PFC變換器在許多文獻中被認為是提高電能質量和效率的一種解決方案[10-12]。與兩電平整流器相比，它們的主要優點是具有更低的開關損耗和諧波分量。

本設計將無橋PFC電路與多電平技術相結合，提出了一類新型無橋三電平PFC電路。以對稱無橋三電平PFC電路為例，詳細分析其拓撲構造、工作原理以及調制系統等，并對其器件選型給出了計算過程，對電路的損耗計算建立了數學模型，最后通過仿真搭建1 kW/50 Hz的樣機進行試驗驗證。

1 拓撲結構與工作原理

1.1 拓撲結構

圖1給出兩種雙向開關結構，圖1(a)為可四象限流通開關管，因其開關少、成本低，被廣泛地應用在變換器電路中[13]；圖1(b)所示T型NPC分支結構由兩個串聯的共源/漏極開關組成，該雙向開關可共用一個驅動信號控制電流流通方向[14-16]。本設計利用圖1所示兩種開關結構對傳統Boost PFC電路進行優化，改進后的新型無橋三電平拓撲結構如圖2所示。

圖1 兩種雙向開關管

在圖2(a)中，二極管D5和D6共陰極、二極管D7和D8共陽極分別與開關管S1漏源極相連，構成一個四象限流通單元，四個二極管左右對稱嵌入前級整流橋，防止開關導通時電流通過體二極管反向導通；一對反向串聯的雙向開關結構連接至a點和n點，提供1/2Udc回路，抬升橋臂輸出電壓臺階數，可得圖3(a)所示的變換器結構。將圖2(a)中的四象限開關單元與二極管整流橋相結合，D1、D3與D2、D4分別與開關管S1構成新的四象限流通開關單元，可得到圖2(b)和圖2(c)所示拓撲結構。按照前級整流橋結構特點分別對圖2所示電路命名，圖2(a)所示電路定義為對稱無橋三電平PFC電路，圖2(b)所示電路定義為上非對稱無橋三電平PFC電路，圖3(c)所示電路定義為下非對稱無橋三電平PFC電路。

1.2 新型無橋三電平電路工作原理

以圖2(a)所示對稱無橋三電平PFC電路為例，分析其工作原理。該電路由二極管D1-D8，開關管S1-S3，以及分裂電容C1、C2，濾波電感L組成，該電路中包含六種工作模態分別如圖3所示。

圖2 一類新型無橋三電平PFC電路拓撲

（1）模態1[t∈(t1，t2)]：如圖3(a)所示，開關管全部關斷，電容C1、C2充電，橋臂電壓uab=Udc；電感L工作于放電狀態。

（2）模態2[t∈(t0，t3)]：電流路徑如圖3(b)所示，開關管S1、S2關斷，S3導通，電容C1放電，C2充電，uab=Udc/2；電感所承受電壓為us-Udc/2，當電源電壓小于Udc/2時，兩電感放電；當電源電壓大于Udc/2時，兩電感充電。

（3）模態3[t∈(t0，t1)∪(t2，t3)]：開關管S2、S3關斷，開關管S1、二極管D6和D7形成回路，電容C1和C2向負載RL供電，橋臂輸出電壓uab=0；電感L充電。

（4）模態4[t∈(t3，t4)∪(t5，t6)]：電流路徑如圖3(d)所示，開關狀態同上階段，電容C1、C2繼續向負載RL供電，橋臂兩端電壓uab=0。

（5）模態5[t∈(t3，t6)]：此階段下電流路徑如圖3(e)所示，開關管S3導通，S1、S2關斷，電感釋放能量給電容C1充電，C2放電，橋臂電壓uab=-Udc/2，電感承受電壓us+Udc/2，當電源電壓的絕對值小于Udc/2時，電感充電，大于Udc/2時，電感放電。

圖3 對稱無橋三電平PFC電路工作模態

（6）模態6[t∈(t4，t5)]：如圖3(f)所示，橋臂電壓uab=-Udc，開關均關斷，電感L的電流經二極管D1和D4續流，兩電容充電。電感承受電壓us+Udc。

6種工作模態下關鍵波形見圖4。

圖4 6種工作模態下關鍵波形

2 單相三電平調制方法

本設計所提新型無橋三電平功率因數校正電路采用載波同相層疊PWM方法實現開關脈沖分配。如圖5(a)所示，四個高頻同相位三角載波v1～v4依次層疊與工頻下幅值為A的正弦調制波uref比較，定義調制波大于載波輸出高電平，調制波小于載波輸出低電平。根據比較的大小關系產生圖5(b)中的四路原始PWM脈沖波形定義為u1～u4。得到的原始脈沖信號按照邏輯組合輸出對應開關的脈沖信號，如圖5(c)所示，其中，高電平代表導通，低電平代表關斷，驅動開關按照表1中分析狀態工作，輸出圖5(d)中目標波形。調制波幅值和載波幅值確定調制比M，控制電壓按照調制波同相的三電平輸出。設定調制策略中調制比M為0.9，三角載波幅值Ac為0.5，根據

圖5 PWM調制技術

調制波uref幅值A為0.9。

圖中各開關信號與4路原始PWM脈沖波形的邏輯關系如下：

3 控制系統設計

圖6為完整的控制框圖，整個系統分為兩個部分，外環控制采用比例積分電壓控制器來保持直流鏈路電壓Udc的恒定；鎖相環電路產生一個與電源電壓同相位的單位正弦波，參考電流i*由電壓控制器和鎖相環電路導出，將電路采集的實際電流is與參考電流i*比較，同樣采用比例積分電流控制來跟蹤參考電流實現良好的功率因數校正。為平衡中性點電壓，將兩電容器之間的電壓變化添加到參考電壓的輸出命令中，根據測得的誤差、電源電壓和電源電流調整參考電壓，控制開關的導通時間，從而達到調整電容充放電的目的。

圖6 控制系統框圖

4 特性分析

4.1 器件選型

PFC電路電感值及其最大電流根據指定的最大電感電流紋波來確定，選取最大電感電流紋波為5%，電感的最小取值為：

式中，Udc為直流側輸出電壓，fsw為開關頻率，ΔIL為電感電流的最大紋波。

輸出電容用于滿足保持時間和低頻電壓紋波的要求，電容值越大，其儲能越強，動態情況下電壓紋波越小，電容的大小按照以下公式選擇：

選取輸出電壓紋波為10 V，輸出電壓為400 V，功率為1 kW的條件下，代入得：Co≥7.958×10-4F。

4.2 損耗分析

通常Boost PFC電路的功率損耗主要由快速恢復二極管和開關管損耗組成，兩者的損耗主要包含開通損耗Pon、導通損耗Pcon和關斷損耗Poff三部分。將二極管正向導通過程的電流電壓理想化，二極管在開關周期內導通損耗Pcon可以表示為

式中，UF為二極管正向導通壓降，IF為二極管通態電流，D為二極管導通占空比，D=ton/Tsw。

一個工頻周期內，二極管導通占空比D隨時間變化，用Dn表示第n個開關周期下二極管導通占空比，N=fs/fsw，可得二極管電流的平均值ID(AV)：

式中，Umn為電網電壓的瞬時值，則二極管導通損耗表示為：

二極管開關損耗可表示為

式中，Vfp為二極管正向導通的電壓峰值，Ifp為二極管正向峰值電流，tfp為二極管正向導通時電壓恢復的時間；Vrp為反向峰值電壓，Irp為反向峰值電流，tb為反向電流下降的時間。

開關管導通時，相當于一個通態電阻rds，因此，開關的導通損耗為：

單位時間內，開關頻率為fsw的開關管導通與關斷各fsw次，產生的開關管損耗為

式中，Esw(on)和Esw(off)分別表示開關管開通關斷一次所消耗的能量。

5 試驗

為驗證設計的新型無橋PFC電路理論分析的可行性和正確性，采用matlab/simulink搭建了功率為1 kW仿真模型，對整流器的穩態和動態試驗結果進行分析，各參數設置如表1所示。

表1 試驗參數

圖7給出了仿真條件下對稱電路開關管S1～S3的脈沖分配波形圖。在一個工頻周期內，開關S2和S3以開關頻率分別工作于正半周期和負半周期，開關S1在0和±Udc/2模態下切換開關狀態，與圖8所述開關脈沖分配完全一致。

圖7 開關管脈沖分配

圖8為電路穩態運行時相關波形，由輸入電壓us及輸入電流is的波形，可得該電路實現了功率因數校正，輸入電壓與輸入電流始終保持同相位，PF值幾乎為1。輸入電流為平滑的正弦波，諧波含量為3.75%，波形質量良好。輸出電壓Udc基本穩定在400 V。由輸出電壓局部放大圖可知，電壓紋波為8 V左右，紋波系數為2%，證明電容選型符合所設紋波要求。橋臂電壓uab按照電源電壓相位呈階梯波形輸出，符合三電平電路工作波形特點，與前文理論分析一致。

圖8 穩態運行時波形

圖9為額定輸出電壓220 V，負載變化的條件下，傳統無橋PFC與新型無橋三電平PFC的效率變化曲線。由圖9可知，所設計的拓撲效率整體高于傳統無橋PFC電路，在輸出功率為0.4 kW時效率最高為97.5%。

圖9 橋臂電壓及兩電感電壓電流波形

6 結論

根據前級整流橋結構的不同，提出了一類新型無橋三電平PFC電路。所設計的整流器通過解決全橋二極管整流器和MOSFET體二極管的反向恢復問題，降低整體功率損耗。此外，電路能夠輸出三個不同橋臂電壓等級，具備三電平拓撲的特點與優勢，降低了功率損耗和電流諧波分量，它允許使用電壓應力等級更小的功率器件，電路成本因此被降低。試驗結果表明，該電路在穩態和動態條件下都能對外穩定輸出，輸出效率最高為97.5%。