一種雙輸入八開關九電平逆變器及其調制策略

潘 健， 陳光義， 熊嘉鑫， 陳慶東

(湖北工業大學電氣與電子工程學院，太陽能高效利用及儲能運行控制湖北省重點實驗室， 湖北 武漢 430068)

在光伏發電[1]系統中，光伏逆變器扮演著十分重要的角色。多電平逆變器(Multilevel Inverters, MLI)憑借其輸出的多電平階梯波更接近正弦波，可以降低輸出總諧波畸變率(Total Harmonic Distortion,THD)，提升輸出電能質量，降低了對濾波器的要求、開關損耗少和低電磁干擾等優勢被廣泛應用于光伏發電領域[2]。

傳統MLI拓撲結構包括級聯H橋型(Cascaded H-Bridge, CHB)[3]、中性點鉗位型(Neutral Point Clamped, NPC)[4]和飛跨電容型(Flying capacitance, FC)[5]。這三類MLI所使用器件的數量會隨著電平數量的增加而大大增加。傳統MLI均不具備自主升壓能力，因此在光伏發電應用中需要在前級增加升壓電路，使得逆變器體積增大，成本增高。此外，FC和NPC結構的拓撲需要外部電路和復雜的控制算法來維持電容器的電壓平衡[6-7]。

針對傳統MLIs的不足，國內外研究人員進行了一系列改進。開關電容型多電平逆變器(Switched Capacitor Multilevel Inverters, SCMLI)[8-11]以具備升壓、減少元器件的突出特性而備受關注。其基本工作原理是利用開關電容(Switched Capacitor, SC)與輸入電源進行串聯放電或并聯充電的形式，實現逆變器的升壓及多電平的輸出。文獻[8]提出一種使用器件較少的開關電容五電平逆變器，同時電容電壓自平衡。然而其有限的五電平輸出仍將產生較多的輸出諧波。文獻[9] 提出了一種單輸入源開關電容九電平拓撲，進一步降低了輸出諧波含量，同時具備4倍升壓能力。然而該拓撲需要12個開關和3個電容器，器件總數較多。研究人員發現，基于多輸入源的SCMLI能在保持更多電平數量輸出下，極大減少元器件數量，減小逆變器的體積和成本。尤其在分布式光伏發電中往往存在多個輸入源，若將多個直流電源串聯集成后作為單輸入源為逆變器供電，則需要考慮串聯電源之間的電壓平衡問題，而多個單輸入逆變器并聯工作則需要復雜的控制算法[10]。文獻[11]提出一種單相雙輸入九電平逆變器，雙輸入端口使得該逆變器在分布式發電等存在多個直流電源的場合下應用更加靈活，然而該逆變器結構和控制策略較為復雜。

為了進一步減少雙輸入九電平逆變器的器件數量并降低調制的復雜程度，本文提出了一種雙輸入八開關九電平逆變器，僅由2個直流輸入源、1個開關電容、8個開關管和1個二極管組成。該拓撲的SC充放電自平衡，無需外部電路和復雜的控制算法來維持電容器的電壓平衡；且4對開關工作狀態互補，簡化了控制。最后在搭建的雙輸入八開關九電平逆變器實驗原型上，驗證了所提逆變器拓撲及其調制策略的正確性。

1 拓撲結構及工作模態

1.1 拓撲結構

圖1 九電平拓撲結構

表1給出了逆變器中各種功率器件的工作狀態，其中包括開關的通斷狀態以及電容的充放電狀態。其中數據“1”和“0”分別表示開關管處于導通和關斷狀態，“Charge” 和“Discharge”分別表示電容處于充電和放電狀態。該拓撲的母線電壓為Vbus。

表1 九電平逆變器的工作狀態表

1.2 工作模態

該逆變器正半周期的工作模態如圖2a-e所示，其中實線表示對輸出負載供電的回路，虛線表示輸入直流源Vin2對電容器C1的充電回路。

(a)模態E1

(b)模態E2

(c)模態E3

(d)模態E4

(e)模態E5圖2 九電平逆變器的工作模態

Vbus=Vin1+Vin2+VC1=Vin1+2Vin2

(1)

Vbus=Vin1+Vin2

(2)

Vbus=Vin2+VC1=2Vin2

(3)

Vbus=Vin2

(4)

Vbus=0

(5)

由于所提出逆變器在負半周期的工作模態與在正半周期的工作模態對稱，因此不做贅述。

2 調制策略

(a)調制波形

(b)控制邏輯電路圖3 所提逆變器的LS-PWM調制策略

最后，輸出電壓波形Vo的幅值由參考正弦信號波形es的幅值與載波的幅值之比決定。因此，定義調制比

(6)

3 拓撲比較分析

為了更全面分析所提出拓撲的特點，將其與文獻[9]、[11]和[13]中提出的九電平逆變器進行了比較。根據直流源數量、開關數量、離散二極管數量、開關電容數量、器件總數以及有無多輸入端口進行比較。表2為提出的九電平拓撲與最近提出的九電平拓撲關鍵特性對照。

表2 與最近九電平逆變器的比較分析

從表2可以看出，文獻[9]中提出的拓撲使用12個開關管和3個電容器實現了九電平輸出，數量較多的開關管和電容器使得該逆變器體積較大；且該逆變器不具備多輸入端口，不適用于分布式光伏發電等需要多輸入源的場合。文獻[11]提出的拓撲具備雙輸入端口，然而，與本文所提拓撲相比，文獻[11]所提拓撲的離散二極管數量比本文拓撲多2個，且該拓撲調制策略復雜，而本文拓撲中的4對開關工作狀態分別互補，采用非門邏輯電路可以大大降低調制策略的復雜程度。文獻[13]所提拓撲同樣不具備多輸入端口，且該拓撲的離散二極管數量比本文拓撲多5個，電容數量比本文拓撲多2個。本文所提拓撲使用較少器件即可輸出9電平，且具有雙輸入端口，可以更加靈活的應用于多輸入源場合。

4 仿真與實驗驗證

4.1 仿真驗證

為了驗證雙輸入八開關九電平逆變器及其LS-PWM調制策略的有效性，在Simulink仿真平臺搭建了仿真模型，主要仿真參數如下：系統直流輸入電壓Vin1=50 V，Vin2=25 V，電容C1=2 mF，調制比M=0.9，根據IXFH80N65X2型號的數據手冊對仿真中開關管進行設置。采用負載Z=40 Ω的純阻性負載，濾波電感為1.1 mH，濾波電容為8 μF，開關頻率為10 kHz，輸出基波頻率為50 Hz。

圖4和圖5為所提逆變器的仿真結果。如圖4a所示，當逆變器負載為純阻性時，輸出母線電壓Vbus波形為九電平，輸出電流io與輸出電壓Vo的相位相同。從圖4b可以看出，當逆變器進入穩態后，SC兩端電壓在周期內充放電自平衡，電容電壓在24～24.2 V之間波動，電容電壓紋波ΔVC1為0.2 V，電容電壓紋波率僅為0.8%。如圖4c所示，當調制比M=0.9時，輸出電壓Vo的THD為0.98%，輸出電壓Vo的峰值為88.9 V，與理論值相比，仿真中輸出電壓Vo產生1.1 V的壓降，這是由于在仿真中為每個開關管按照數據手冊設置了0.038 Ω的內阻以及受到開關電容C1電壓波動的影響。

(a)母線電壓 Vbus，輸出電壓Vo和輸出電流io

(b)開關電容電壓

(c)負載為Z時輸出電壓Vo的FFT圖4 穩態仿真結果

圖5驗證了該拓撲的動態性能。圖5a為當調制比M變化時，所提拓撲的輸出動態變化波形。隨著調制比M逐漸增加，母線電壓Vbus由三電平逐步向五電平、七電平和九電平變化。圖5b為負載突變到空載時的母線電壓Vbus、輸出電壓Vo和輸出電流io的波形圖。可以看出在突減負載的情況下，輸出電壓保持穩定，輸出電流能夠平滑過渡。

(a)變調制比

(b)突減負載圖5 動態仿真波形

4.2 實驗驗證

為了驗證所提逆變器的可行性，搭建了雙輸入八開關九電平逆變器的實驗原型。實驗電路參數如下：系統的控制由STM32H750VBT6型號的單片機實現，開關管的型號為IXFH80N65X2，其它實驗參數與仿真參數一致。

如圖6a所示，在純阻性負載下，輸出電壓Vo和輸出電流io相位相同。圖6b為主電路中SC兩端的電壓波形圖。逆變器進入穩態后，SC兩端電壓在開關頻率刻度下充放電自平衡，電容電壓紋波ΔVC1約為0.3 V，與仿真相近。

(a)母線電壓 Vbus

(b)開關電容電壓圖6 穩態實驗結果

圖7為調制比變化和負載突變時，輸出母線電壓Vbus、輸出電壓Vo和輸出電流io的實驗波形。圖7a為調制比從0.1變為0.7的動態實驗波形，對應的輸出母線電壓Vbus由三電平變為七電平，動態波形平滑過渡。圖7b為調制比從0.9變為0.3的實驗波形，此時輸出母線電壓Vbus從九電平輸出變為五電平輸出。圖7c為所提出九電平逆變器負載突然變化時的實驗結果。當突減負載時，輸出母線電壓Vbus波形未發生明顯變化，輸出電流io過渡平滑并迅速降為0。

(a)調制比M由0.1變為0.7

(b)調制比M由0.9變為0.3

(c)突減負載圖7 動態實驗波形

5 結論

本文提出了一種基于開關電容原理且使用元器件數量較少的雙輸入八開關九電平逆變器，該逆變器調制策略簡單，同時實現了電容電壓自平衡。本文首先介紹了該逆變器的拓撲結構和工作原理，其次，采用LS-PWM調制策略對逆變器進行調制。最后，搭建了雙輸入八開關九電平逆變器實驗原型進行實驗驗證。實驗結果表明，所提逆變器能輸出九電平階梯波，電容電壓自平衡且電容電壓紋波很小。同時在調制比變化和負載突變的情況下能夠正常工作，動態性能良好。