基于LM5034有源鉗位正激變換器設計

蘇 通，馬文超

(中國電子科技集團公司第五十八研究所，江蘇無錫 214035)

正激變換器由于電路結構簡單、變換效率高、能夠實現輸入輸出電氣隔離，而被廣泛應用在中小功率場合中。傳統正激變換器為了保證變壓器的磁復位防止變壓器飽和，需要增加額外的輔助繞組，限制了最大占空比不能大于50%，增大了主功率管的電壓應力，造成了較低的變換效率。有源鉗位技術[1]的提出，實現了無需增加輔助繞組即可完成正激變換器磁復位，磁芯工作在第一和第三象限，雙向磁化提高了磁芯利用率。同時拓展了占空比范圍，實現了漏感能量的回收利用和主功率管的電壓鉗位，減小了主功率管的電壓應力。在特定條件下能夠實現原邊功率管的零電壓開通(ZVS)，提高了變換器的效率[2]。本文分析了有源鉗位正激變換器的工作原理，以原理樣機為例，詳細分析了主電路各參數的設計方法，給出了計算公式和選型依據，可作為工程應用參考。

1 有源鉗位正激工作原理及芯片

1.1 工作原理

根據鉗位支路連接方式的不同，有源鉗位分為高端有源鉗位和低端有源鉗位兩種拓撲。本文采用低端有源鉗位正激變換器拓撲，有源鉗位正激變換器拓撲電路見圖1。鉗位支路由P 型功率管Q2 和鉗位電容Cc 組成。有源鉗位電路工作原理如下[3]：主功率管Q1 關斷時，變壓器漏感Lr 和Q1 寄生電容發生諧振，Q1 兩端電壓開始上升，當達到鉗位電容電壓VCc時，鉗位功率管Q2 體二極管導通，Q1 功率管兩端電壓被鉗位在鉗位電容電壓VCc，起到電壓鉗位的作用。經過一段死區時間后開通Q2，Q2 能夠實現零電壓開通。此時副邊S2 導通續流，漏感Lr 和鉗位電容Cc、Q1 寄生電容繼續諧振，勵磁電流諧振到零后開始反向增加，變壓器進行磁復位。在主功率管Q1 開通前，流過變壓器的電流已經反向，關斷Q2 后變壓器漏感Lr 將和Q1 結電容諧振，Q1 兩端電壓開始下降，一段死區時間后開通Q1 能夠實現Q1 的軟開關，當滿足一定條件時，可以使Q1 開通前漏源極電壓降低到零，實現零電壓開通(ZVS)，此時副邊S1 導通向負載傳遞能量。有源鉗位正激關鍵點波形見圖2。功率管S1 和S2 為同步整流管，對于低壓大電流輸出應用場合采用同步整流能夠降低損耗提高變換器效率[4]。

圖1 有源鉗位正激變換器拓撲

圖2 有源鉗位正激關鍵點波形

1.2 LM5034 芯片

LM5034 是由美國TI 公司推出的一款具有有源鉗位功能的電流模式控制器，其內部包含兩個獨立的控制器，主功率管驅動OUT1 和OUT2 相位相差180°，既可用于兩路獨立電路的控制，也可用于兩路交錯并聯電路的控制。端口AC1 和AC2 為兩路鉗位功率管PMOS 驅動，OUT 和AC 驅動的死區時間可以通過OVLP 端口的外置電阻調整。芯片工作電壓范圍13～100 V，最高2 MHz 的可調振蕩頻率，內部集成斜坡補償，能夠滿足一般DC/DC 變換器需求。除此之外還具有軟啟動、輸入欠壓保護、自定義最大占空比、逐周期限流保護、限流打嗝、頻率同步和過溫保護等功能。

基于LM5034 控制的有源鉗位正激變換器電路見圖3。使用電流采樣變壓器對原邊電流進行采樣，可以實現高端側電流采樣，與電阻采樣方式相比具有更低的采樣損耗。輸出電壓通過運算放大器組成的電壓環補償環路產生誤差放大信號，經過光耦隔離送到芯片COMP 引腳，作為內部PWM 比較器的反向輸入端，與正向輸入端的經過斜坡補償的原邊電流采樣信號進行比較，獲得PWM 驅動信號控制Q1 管的導通和關斷，從而實現輸出電壓的穩壓調節。

圖3 基于LM5034控制有源鉗位正激變換器電路

2 有源鉗位正激變換器參數設計

2.1 變換器主要參數要求

輸入電壓DC 36～60 V，額定輸入電壓DC 48 V，額定輸出電壓DC 3.3 V，額定輸出電流30 A，開關頻率f為200 kHz，最大占空比Dmax取0.6。輸入電壓最低VINmin=36 V 時，對應最大占空比Dmax，由正激變換器的輸入輸出電壓關系可以計算出變壓器副邊與原邊匝比n為：

式中：NS為變壓器副邊匝數；NP為變壓器原邊匝數；VD為副邊同步整流管導通壓降，取值0.4 V；VO為輸出電壓，取值3.3 V；n為變壓器匝比，取值1/6。

依據式(1)可計算，當最大輸入電壓為60 V 時，最小占空比Dmin為0.37。

2.2 輸出濾波電感設計

設定正激變換器在額定負載條件下工作在電流連續模式，電感電流變化量ΔIL為額定輸出電流的20%，即ΔIL=6 A，由此可以計算所需最小電感量LO為：

取LO=2 μH。

電感電流有效值為：

式中：Ton和Toff分別為最高輸入電壓下(對應最小占空比Dmin)導通和關斷時間，分別取值1.85 和3.15 μs；Ts是開關周期，取值5 μs。

選擇飛磁公司3C95 型號EQ20 磁芯，其截面積Ae=59 mm2，取最大工作磁通密度Bm=0.28 T。電感所需匝數：

取NL=4。由于電感電流較大，采用銅帶進行繞制效果更佳，銅帶散熱較好，電流密度范圍在10～20 A/mm2，此處取15 A/mm2，據此電感采用兩股寬度為2 mm、厚度為0.5 mm 的銅帶并聯繞制。

2.3 變壓器設計

2.3.1 AP 法粗選磁芯

AP法粗選磁芯如式(5)所示：

式中：k是窗口系數，一般取0.4；ΔB為磁通變化量，取0.16 T；η是變換器效率，取0.9；j是電流密度，取5 A/mm2。

選擇飛磁公司3C95 型號EQ20 磁芯，其截面積Ae=59 mm2，窗口面積Aw=37.7 mm2，其AP值為2 205 mm4，能夠滿足設計需求。

2.3.2 原副邊匝數

當原邊MOS 管導通時，輸入電壓施加在變壓器原邊繞組上，由電磁感應定律可得變壓器原邊匝數為：

取原邊匝數Np=12，根據變壓器匝比n可以計算出變壓器副邊匝數NS=2。

2.3.3 選擇變壓器線徑

在最低輸入電壓情況下計算變壓器原副邊電流有效值。變壓器原邊電流有效值為：

變壓器副邊電流有效值為：

考慮到變壓器副邊電流較大，若采用傳統的導線繞制，所用導線線徑較粗，制作出來的變壓器體積較大，且導線堆疊不利于散熱。為了減小變壓器體積、提高電流密度和增強散熱，電流較小的原邊采用PCB 繞組，電流較大的副邊采用銅帶繞制。具體制作時原邊采用兩塊雙層PCB 板串聯，每塊PCB 板頂底層各繪制3 圈相連走線，兩層之間串聯連接，之后兩個PCB 板之間再串聯連接，變成總數12 匝。副邊采用2 mm 寬、0.5 mm 厚銅帶，每層繞制一圈，共繞制4 層，兩層分為一組，組內串聯，組間并聯，原副邊采用夾繞結構(原副原原副原)。

2.4 輸出電容設計

輸出電容由允許的最大輸出電壓紋波來決定，本電路輸出電壓紋波取輸出電壓的1%，即ΔVO=0.033 V。根據電容的充放電原理可以計算所需輸出電容CO為：

公式(9)得到的輸出電容未考慮到寄生電阻ESR的影響，開關頻率200 kHz 左右時，輸出電壓紋波主要由電容ESR決定，在選擇電容時要保證ESR能夠滿足輸出電壓紋波要求。

綜上，樣機中輸出電容采用2 顆330 μF/6.3 V 鉭電容，3 顆47 μF/6.3 V 陶瓷電容并聯。

2.5 功率管選型

功率管的選型主要考慮耐壓和流過電流有效值兩個方面。主電路功率管和鉗位電路功率管耐壓都等于鉗位電容電壓，公式(11)給出了計算方法，利用mathcad 軟件可以繪制出耐壓隨輸入電壓變化曲線，如圖4 所示。

圖4 功率管漏源極電壓

從圖4 中可以看出，當輸入電壓達到60 V 時，耐壓達到最大值約為95 V。

流過主功率管Q1 電流有效值：

鉗位功率管Q2 在變壓器復位階段工作，流過的電流主要為勵磁電流，與主電路電流相比該電流很小，因此在選型時主要考慮選擇柵極驅動電荷Qg較低的功率管，其次考慮選擇導通電阻較低的功率管。

3 實驗結果分析

根據上述理論分析和參數設計方法制作了一臺100 W 原理樣機，輸入電壓36～60 V，額定輸出電壓3.3 V，采用LM5034 作為控制芯片對電路進行控制，副邊采用自驅動同步整流方案。圖5 為額定輸入VIN=48 V，滿載30 A 輸出時主功率管Q1 的Vds和Vgs電壓波形，從圖中可以看到在主功率管Q1 開通之前Vds電壓從92 V 降低到60 V，實現了軟開關。波形中測量占空比為44%，Vds(Q1)峰值電壓為92 V，與理論計算相同。圖6 是VIN為48 V、滿載30 A 輸出時，鉗位電路功率管Q2 的Vds和Vgs電壓波形，因為Q2 為PMOS，因此其驅動電壓為負壓時導通。從圖6 中可以看出Q2 也實現了軟開關。Vds(Q2)峰值為-88 V，與理論計算相同。實驗結果驗證了設計方法的正確性。

圖5 主功率管Q1柵源極和漏源極波形

圖6 鉗位電路功率管Q2柵源極和漏源極波形截圖

圖7 給出了VIN=48 V 時，不同負載電流下的效率曲線。從圖中可以看出最高效率達到了93%以上，滿足設計要求。在整個負載范圍內輸出電壓在3.309～3.312 V 之間，負載調整率小于0.5%，輸出穩定性很高。

圖7 效率曲線

4 結論

依據有源鉗位正激變換器的基本工作原理，給出了變壓器、輸出濾波電感、輸出電容和功率管的參數計算方法，制作一臺基于LM5034 控制的100 W 實驗樣機。用樣機驗證有源鉗位電路具備抑制主功率管的電壓尖峰、實現漏感能量回收的功能，還驗證該電路通過原邊功率管軟開關，實現進一步提高變換效率的功能。表明有源鉗位正激變換器適用于中小功率有隔離需求的場合使用。