AIS 與ASM 多信道實時接收解調系統(tǒng)

黃金磊，王建新，楊樹樹

（1.南京理工大學電子工程與光電技術學院，江蘇南京 210094；2.南京電子設備研究所，江蘇南京 210007）

2013 年，ITU-R 和IALA 共同提出了甚高頻數據交換系統(tǒng)（VHF Data Exchange System，VDES）[1]。VDES在保留AIS 系統(tǒng)原有功能的基礎上，引入了特殊應用報文（Application Specific Messages，ASM）和寬帶甚高頻數據交換（VHF Data Exchange，VDE）[2]。

為了實現對AIS 和ASM 業(yè)務的實時接收處理[3]，該文設計了一種AIS 與ASM 接收機，采用8 核處理，可同時接收六個信道的信號并實時解調；采用SRIO接口實現數據傳輸，保證了FPGA 端和DSP 端數據傳輸的效率；對內存進行了規(guī)劃重分配，降低了硬件資源的開銷；使用了恒虛警檢測算法[4]，保證了噪聲環(huán)境下虛警概率保持不變。

1 AIS與ASM信號概述

1.1 信道劃分

國際電信聯盟將海上VHF頻段分配給AIS四個信道，分別是AIS1（161.975 MHz）、AIS2（162.025 MHz）、AIS3（156.775 MHz）、AIS4（156.825 MHz），信道帶寬為25 kHz，比特速率為9 600 bit/s。分配給ASM 兩個信道，分別是ASM1（161.950 MHz）、ASM2（162.000 MHz），信道帶寬為25 kHz，符號速率為9 600 symbol/s。

1.2 信號幀格式

AIS 和ASM 將一分鐘分成2 250 個時隙，其中每個時隙占用的時間為26.67 ms。AIS 信號分為單時隙信號和雙時隙信號，其中僅有消息ID 為5 的AIS信號是雙時隙信號，單時隙信號總長為256 bit，雙時隙信號總長為512 bit，AIS3 和AIS4 信道是遠距離AIS 信道，僅傳輸單時隙信號[5]。AIS 信號幀格式如圖1 所示。

圖1 AIS信號幀格式

上升沿的長度為8 bit（00000000）；同步字段長24 bit，由交替的0 和1 組成；開始標志和結束標志的長度為8 bit（01111110）；幀校驗序列為16 bit，用于驗證接收到的AIS 消息是否正確；AIS1 和AIS2 信道的單時隙信號數據段長度為168 bit，雙時隙信號數據段長度為424 bit，其余部分兩者相同，緩沖段24 bit；AIS3 和AIS4 信道的信號數據段長度為96 bit，其他部分與AIS1 和AIS2 信道的單時隙信號相同，最后由緩沖段補足256 bit。數據段中存儲了消息ID、用戶ID 和其他輪船相關狀態(tài)信息。

ASM 信號的幀格式與AIS 信號類似，根據Link ID 的不同會影響數據段的長度，以及是否需要Turbo編碼，其通用幀格式如圖2 所示。

圖2 AIS信號幀格式

由圖2 可得，ASM 信號由上升沿、同步字段、Link ID、數據段、下降沿和保護間隔組成，其中數據段由數據、補零以及CRC 校驗碼組成。Link ID 的不同會影響數據段和保護間隔的長度。

1.3 編碼方式和調制方式

AIS 信號的編碼方式為NRZI 編碼，在NRZI 編碼之前，為了防止數據段和幀校驗段出現01111110 的碼型，導致信號的結束標志定位出錯，AIS 消息的數據段和幀校驗段遵循比特填充原則：如果在待發(fā)射信號中檢測到五個連續(xù)的1，則在這五個連續(xù)的1 后插入一個0，在解調時相應地也要經過去零處理。

AIS 信號采用高斯最小頻移鍵控（Gaussian Minimum Shift Keying，GMSK）。GMSK 的調制過程就是信號在編碼后先通過一個高斯低通濾波器，使得調制信號的相位連續(xù)且波形平滑，再進行最小頻移鍵控調制。

ASM 信號的調制過程是首先對Link ID 采用一階Reed-Muller 編碼并加擾，再根據Link ID 確定是否需要對數據段進行Turbo 編碼，接著對數據段進行加擾，然后對整段信號做π/4 QPSK 調制，最后對ASM 信號進行整數倍內插，再通過成形濾波器，提高數據速率[6-7]。

2 解調預處理

2.1 數字下變頻及抽取濾波實現

該文采用的A/D 轉換器是AD9684，以采樣頻率fs=288 MHz 對經過前端濾波放大后的射頻信號進行帶通直接采樣，采樣后的信號先在A/D 中經過預處理，再發(fā)送到FPGA 進行后續(xù)處理[8]。A/D 預處理流程框圖如圖3 所示。

圖3 A/D預處理流程框圖

AD9684 內部直接數字頻率合成器的頻率控制字字長為12 位，126 MHz 本振頻率對應的頻率控制字取值為1 792，因此沒有本振頻率誤差產生，得到的下變頻結果更加精準。濾波抽取部分使用A/D 中自帶的半帶濾波器實現，16 倍的抽取用四個半帶濾波器級聯得到，前三級半帶濾波器只對信號進行8 倍抽取而不濾波，最后一級半帶濾波器進行2 倍抽取并濾波。在A/D 預處理之后，fs=288 MHz/16=18 MHz，此時信號頻譜圖如圖4 所示。

圖4 基帶信號頻譜圖

由圖4可知，在經過A/D采樣、A/D預下變頻及濾波抽取后，AIS的四個信道分別被搬移到了-0.025 MHz、0.025 MHz、-5.225 MHz和-5.175 MHz，ASM 的兩個信道分別被搬移到了-0.05 MHz 和零頻，信號速率為18 MHz，在FPGA 中對信號再分別經過正交下變頻與濾波抽取即可分離得到六個信道的復基帶信號。

解調系統(tǒng)要求送至DSP 解調的信號的數據速率為8 倍的符號速率，即76.8 kHz，因此FPGA 中的抽取倍數應為D=18 MHz/76.8 kHz=234.375，由于小數倍抽取在FPGA 實現過于復雜，這里取抽取倍數D=234，以234 倍抽取后，數據速率變?yōu)?8 MHz/234=76.923 kHz。抽取可以采用級聯的方式，由于D=234=39×6，所以可以第一級用CIC 濾波器實現抽取因子D1=39 的濾波抽取，第二級用FIR 濾波器實現抽取因子D2=6 倍的濾波抽取[9]。

分離出六個信道的信號以后，對六個信道的信號做幀頭檢測，AIS 信號和ASM 信號都有固定的同步字段，可以通過同步字段的特點來實現幀頭檢測。

2.2 數據接口

在信號通過幀頭檢測后，需要將FPGA 中的復基帶信號傳輸到DSP 中進行后續(xù)解調，該文選擇SRIO 接口實現FPGA 與DSP 之間的數據傳輸[10]。該文采取以下傳輸方案：當AIS1 和AIS2 信道檢測到信號后，向DSP 傳輸2×2 048=4 096 個數據點；當AIS3和AIS4 信道檢測到信號后，向DSP 傳輸2 048 個數據點；當ASM1 和ASM2 信道檢測到信號后，向DSP傳輸3×2 048=6 144 個數據點。這樣就可以保證該幀信號的信息不會有丟失。

3 多信道信號解調與DSP實現

由于解調系統(tǒng)的實時性要求能同時解調六個信道的信號，因此該文選擇用TMS320C6678 作為DSP平臺實現后續(xù)的解調工作。TMS320C6678 有八個核心子系統(tǒng)，每個子系統(tǒng)有1.0 GHz 或1.25 GHz 的c66x定/浮點CPU 核。該文使用核0 完成一系列初始化工作與算法自檢，核1 至核4 分別完成一個AIS 信道的信號解調，核5 與核6 完成兩個信道的ASM 信號解調，核7 完成網口信息傳輸，每隔1 s 將解調的信息打包發(fā)送至上位機，秒脈沖由FPGA 通過EMIF 接口發(fā)送到DSP[11]。

由于DDR3 的存儲空間大，且六個核都可以對其進行存取操作，因此該文的設計是通過SRIO 將數據送至DDR3 存儲區(qū)。出于算法實時性的考慮，FPGA和DSP之間并不采用握手，DSP在DDR3存儲區(qū)開辟了六塊存儲空間，FPGA 將六個信道的數據分別送至該存儲區(qū)的指定地址，DSP 端不斷輪詢該地址的值，當檢測到對應地址收到數據時，DSP 的核1至核6 分別將對應存儲區(qū)的數據取出處理。DSP 開辟的六個存儲區(qū)的地址如表1 所示。

表1 SRIO傳送數據的儲存地址

下面以AIS1 和AIS2 信道的雙時隙信號為例說明DSP 中AIS 信號的完整解調流程。由前文可知，當AIS1 和AIS2 信道檢測到信號時，FPGA 傳送4 096個數據點，但是實際上AIS 信號僅在ID=5 時是雙時隙信號，大多數時候接收到的AIS 信號都是單時隙信號。因此該文的解調方案是先把所有信號當成是單時隙信號，對前2 048 個數據點進行解調，如果CRC 校驗失敗則去判斷消息ID，當檢測到消息ID 為5 時，判斷為雙時隙信號，先保存前面解調的結果，再取后2 048 個數據點進行解調，最后將兩次解調結果拼在一起再進行CRC 校驗，通過，則輸出信息，不通過，則丟棄這幀信號。此處可以利用內存管理技術，在保存好第一次解調出來的256 個采樣點后，前面解調過程產生的中間變量都可以被覆蓋，這就能節(jié)約一半的內存空間。

DSP 中AIS 信號的解調流程如圖5 所示。

圖5 DSP中AIS信號的解調流程

ASM 的解調流程與AIS 類似，只不過ASM 信號是先利用同步字段估計出一個大頻偏，去除這個大頻偏之后就進行定時同步，降低數據速率，之后再通過M&M 算法得到殘余小頻偏，然后再進行相偏估計。

兩者的解調流程都是分段解調，先解調一個時隙長度的數據也就是256 個符號，然后再根據解調結果中的ID 相應地進行后續(xù)時隙內容的解調。

3.1 頻偏算法

常用的頻偏估計方法有差分相關法、最大似然估計法、鎖相環(huán)和二階矩估計法等。差分相關法在頻偏較大時，頻偏估計誤差很大，只能作為一種初步的頻偏估計，不能達到精確估計的要求。最大似然估計法的估計誤差取決于搜索步長，步長越小，估計誤差越小，但耗費的時間也越多。傳統(tǒng)的鎖相環(huán)在頻偏較大時的捕獲時間很長，不符合解調系統(tǒng)實時處理的要求。綜合測頻精度、計算復雜度以及GMSK信號自身特征等因素，該文采用二階循環(huán)累積量法來估計AIS 信號的頻偏。

ASM 信號通過M&M[12]算法來完成數據輔助的頻偏估計，接著先經過匹配濾波和定時同步去除時延并降低數據速率，然后再通過M&M算法對256個符號進行非數據輔助頻偏估計來獲得更加精確的結果。

3.2 定時同步算法

GMSK 是MSK 信號的特殊形式，因此，MSK 信號的符號定時同步方法也適用于GMSK 信號。該文AIS的定時同步算法采用LM定時法[13]，ASM 的定時算法采用Q&M 算法[14]。

通過定時算法計算出來的時延代表信號的第一個采樣點與最佳采樣點距離的估計值，這個估計值一般不是整數，如果需要提高精度，可采用插值的方法獲得最佳采樣點的值。該文將此估計值四舍五入取整后的值作為第一個采樣點與最佳采樣點的距離。

同時，從前文可知，由于小數倍抽取難以實現，因此實際采樣周期與理論采樣周期有微小的誤差，作用到單個符號上時，時間非常短，誤差可以忽略，但是在一段連續(xù)時間的積累之后，誤差也會慢慢累積，而上述方法估計出的時延只是參與估計符號的平均時延，并不是每個符號的實際時延，如果參與估計的符號個數過多，會導致時延估計量與實際時延相差過大。因此該文將進行符號定時的數據進行了劃分，分小段進行時延估計，每段用64 個符號做一次時延估計。在進行定時同步前，需要先經過匹配濾波器提高信號的信噪比，從而提升解調性能。

3.3 相偏估計算法

在去除頻偏與定時之后，ASM 信號比AIS 信號多了一個相偏估計的過程，與ASM 信號的頻偏估計類似，相偏估計也是通過兩步估計以得到更加精確的處理結果。首先通過同步字段作為已知信息進行基于數據輔助的相偏估計，去除掉這個大相偏之后，與定時同步的做法類似，將信號分段，每段用64 個符號通過V_V 算法進行非數據輔助相偏估計[14-15]。

3.4 解調算法

AIS的解調算法有2bit差分解調、6bit差分解調、Viterbi算法等。2 bit差分解調實現簡單且受載頻相位偏差的影響較小，然而當AIS 信號存在同頻干擾時，2 bit 差分解調的性能就會大大降低；6 bit 差分解調算法能獲得比2 bit 差分解調更好的結果，而且在時間和資源的消耗上不會有太多的增加，但是只有在較高的信噪比下才能得到正確的結果[16]；Viterbi算法解調結果精確，但是耗時較長，且需要在白噪聲情況下才能得到較好的解調結果，因此在進行Viterbi 解調前還需要將數據通過一個白化濾波器。

以AIS 雙時隙信號為例，為了兼顧解調的速度和精度，該文的處理過程是在定時同步后先進行6 bit差分解調，解調結果無法通過CRC 校驗則再對其進行Viterbi 解調，如果仍然無法通過CRC 校驗則判斷信號的ID，如果判斷是雙時隙信號，則對后2 048 個數據點做上述一系列的處理。

ASM 信號在去除頻偏相偏后先對Link ID 做Reed-Muller 碼的譯碼，得到Link ID 后就可以知道這幀信號的各種信息參數，包括調制方式、是否經過Turbo 編碼、數據段長度等，接著針對得到的Link ID對數據段進行解調，最后進行CRC 校驗。

4 接收機性能測試

在實現上述設計方案后，對接收機進行性能測試。在耗時方面，以AIS 單時隙信號為例，解調部分消耗總時間最長為8.9 ms,且在信噪比較高不需要經過Viterbi 譯碼時整個過程僅需不到3.7 ms；以ASM單時隙信號為例，解調部分各流程消耗總時間最長為10.32 ms，若該單時隙信號為非Turbo 編碼的Link ID 為1 的ASM 信號，則僅需消耗6.52 ms；由此可見消耗的時間都遠小于單時隙信號占用的時間26.67 ms，由此證明該文的設計方案能夠滿足解調系統(tǒng)的實時性要求。

接著用信號源模擬發(fā)送報文信息，考慮到信道最擁擠的情況，AIS 的四個信道同時接連不斷地收到AIS 信號，ASM 的兩個信道也接連不斷地收到ASM信號[17-18]。以解調正確率90%為界，得到接收機對AIS 信號的靈敏度測試結果，如表2 所示。

表2 接收機對AIS信號的靈敏度

同理，以解調正確率90%為界，得到接收機對ASM 信號的靈敏度測試結果，如表3 所示。

表3 接收機對ASM信號的靈敏度

從表3 可以發(fā)現，接收機對ASM 信號的靈敏度因為Link ID 的不同而有較大區(qū)別，

這是因為Link ID 為4、5、6、7 的ASM 信號是經過Turbo 編碼的，信號可靠性提高了，因此靈敏度也有了一定提升。

5 結論

該文提出了一種AIS 與ASM 多信道接收機，對接收機的設計、硬件平臺、解調算法做了詳細闡述，最終對工程實現產品進行了性能測試，測試結果表明，該文設計的多信道接收機可以實時處理解調四個AIS 信道和兩個ASM 信道的信號，甚至能在一個時隙的時間內完成對多時隙信號的處理，并且具有較高的靈敏度，AIS 在輸入信號幅度為-119 dBm 的情況下能達到90%的解調率，ASM 在輸入信號幅度為-116 dBm 的情況下能達到90%的解調率，具有實際應用價值。