一種高PSRR快速響應線性電源調制器的電路設計

何泓威，羅凱，王菡，廖鵬飛，蒲林

（中國電子科技集團公司第二十四研究所，重慶 400060）

引言

隨著半導體工藝技術的發展，低壓差線性穩壓器由于自身在低功耗、高穩定性方面的特點，越來越廣泛地在集成電路中所使用。現代集成電路需要使用更低的電源電壓，這就要求電源具有高精度、高電源抑制比和快速響應的特點[1-5]。

本文綜合采用多種設計技術，設計實現了一款高PSRR、快速響應的線性電源調制器電路，能滿足市場對于高電源抑制比、高響應速度的要求。

1 整體電路結構

電路采用傳統LDO電路結構（圖1），由電壓基準、誤差放大器、輸出功率管等構成，同時增加了使能通斷、過溫和過流保護電路。其主要工作原理為：在使能端為高電平時，電壓基準電路用于在輸出端與誤差放大器反相端間產生一個隨溫度、電壓、工藝變化不敏感的1.2 V帶隙基準電壓，輸出電壓VOUT的變化經外部分壓電阻網絡反饋至誤差放大器同相輸入端，經誤差放大器放大后調整功率管LPNP管電流，從而抑制輸出VOUT的變化，整個調整環路為負反饋。熱保護電路在電路溫度高于溫度保護點時，通過關斷功率管LPNP實現電路保護功能；過流保護電路在輸出電流大于過流點時關斷功率管LPNP實現電路保護功能。

圖1 電路結構

2 單元電路設計

2.1 使能與偏置電路

使能電路設計如圖2，由Q1～Q7和R1、R2組成。當輸入使能信號小于PNP管Q1的開啟電壓VBE時，Q1將處于關斷狀態，因此全電路無電流產生。只有當輸入使能信號大于VBE時，使能支路產生電流，其大小為：

圖2 使能，偏置電路

該使能電流通過Q1和Q2組成的電流鏡結構，向支路NPN管Q3和Q4基級注入電流，從而啟動偏置電流產生電路。設該偏置電流大小為IBIAS，有：

Q27和Q31、Q29和Q28各自位于同一支路，因此集電極電流IC4=IC7，IC3=IC6。設置Q6（m=3）和Q3（m=6）發射極面積比為1∶2，設置Q4（m=3）和Q7（m=6）發射極面積比為1∶2，根據飽和電流關系，有：

從式（4）可知，偏置電流大小只與電阻R2成反比，與使能電流IEN，電源電壓等無關，由于VT為正溫度系數電壓，因此偏置電流為正溫度系數電流，不隨電源和使能輸入變化，可作為穩定的偏置電路。

2.2 帶隙基準和誤差放大器設計

帶隙基準電路采用二階溫度補償結構，如圖3所示，基準核電路由Q13～Q17、R8和R9組成。

圖3 帶隙基準和誤差放大器電路

Q16與Q17的發射極面積比為8∶1，由于Q14、Q15組成的電流鏡結構，確保了Q16和Q17中集電極電流相等，因此Q16和Q17發射極電流密度比為8∶1，二者基極——發射極電壓差為：

該電壓為PTAT電壓，經過電阻R9及其上面的電阻放大后，從VOUT到Q16基極的電壓，也是一個PTAT電壓，與下方BYP端相連的LPNP管Q13的BE結CTAT（負溫度系數）電壓補償后，得到一階零溫度系數的電壓VBG，為：

由式（6）可知，調整R8與R9比例，使得VT正溫度系數與VBE13負溫度系數相等，即可得到穩定的帶隙基準電壓。

考慮到在高溫下VT與VBE變化速率的不同，在高溫時，VBE13降低速率更快，使得基準電壓在高溫下有所降低。為了得到更低溫漂的帶隙基準電壓，對Q13的基極——射極電壓進行了二階溫度補償，其原理是：在低溫時，由于Q10的基極——射極電壓低于其開啟閾值，則Q10關斷，對Q13無影響。當溫度升高時，由于三極管VBE為負溫度系數電壓，其基極-射極電壓高于開啟閾值后，Q10開啟，電流經下方電阻后提高Q13的發射極電位，使得升高VBE13，從而降低基準溫漂。如果溫度進一步升高，則Q11將開啟，進一步增加VBE13電壓，使得基準溫漂較為平衡。

誤差放大器電路由兩級運放組成，輸入級為差分輸入，由Q14～Q19組成，第二級由Q20和Q22組成。其工作原理是，利用PTAT電流落在R9上產生的壓降作為變量，當負載增加時，由于輸出電壓被拉低，經負反饋回路使得落在R9上的壓差減小，從而降低了Q17基極電位，導致Q20基極電位升高，Q21的基極電壓降低。Q21與下方的射極電阻R11構成電平移位結構，Q23集電極VCONTROL端電位升高，該端口控制后續達林頓管的基極，使得達林頓管開度增加，從而拉低輸出LPNP功率管的基極電位，提高功率管的開度，實現輸出的升高。

該誤差放大器直接利用輸出電壓變化反饋到基準模塊電阻上壓降的變化，經過兩級放大后，調整驅動達林頓管的基極電流，從而改變輸出功率管的基極電流，改變輸出電壓。相較于一般LDO的誤差放大器結構而言，響應速度更快，反饋時間更短。同時，電路采用輸出反饋而來的電壓作為電源電壓，減小了因輸入電壓產生的噪聲波動，增強了電路的抗干擾能力，有效提高了PSRR。

2.3 過流保護電路設計

過流保護電路（圖4）由達林頓驅動級Q30、Q33以及Q32、R18、R17、Q31等組成，其工作原理為：當輸出電流增加時，輸出電壓通過反饋網絡及誤差放大器調節Q30及Q33電流增加，從而使得R18電阻上壓降增加，Q31基極電壓由下式決定：

圖4 過流保護電路

過流前Q31管不導通，Q31基極電流忽略，因此Q31基極電壓為：

隨著輸出電流增加，R18電阻上壓降增加，同時ICQ32電流也會增加，ICQ32電流由R16及R17決定，只要設計合理的R16、R17和R18，就會在輸出電流增加到一定值時使得上式中大于Q31管開啟電壓，使得誤差放大器輸出啟動電流由Q31分流，關斷功率管驅動級，實現過流保護的功能。由于Q31管開啟電壓約為Q32基極——發射極電壓，因此只要滿足:

即在過流點設計滿足下式就要求即可。

2.4 過溫保護電路設計

如圖5，R13和R14、Q24～Q28構成過溫保護電路，其中Q24、Q25和Q26為從偏置電流鏡像過來的PTAT電流。當溫度較低時，落在R13上的壓降較小，使得Q27管基極——射極電壓低于開啟閾值，Q27關閉，因此Q28基極為高電位，Q28管開啟，則VTEMP端電位為低電平，將圖3中Q9的基極電位置低，因此Q9管關閉，對主回路不產生影響。此時，R13支路的部分電流沿著R14支路經Q28流到地，提高了過溫保護開啟閾值；當溫度升高到過溫點時，PTAT電流落在R13上的壓降升高，且Q27的電壓降低，使得Q27管導通，從而拉低Q28管的基極電壓，Q28關閉，使得Q9基極電壓升高且大于VBE，則Q9開啟，將主干路上的電流泄放，使得輸出功率管關閉。此時R14支路電流流進R13支路，降低了過溫保護關斷閾值。R14支路在此處起到溫度遲滯作用，使控制更加穩定，并且能加快電路的轉換速率。過溫點調控由電阻R13、R14進行，由于NPN管的隨溫度下降速率約為2mV/℃，可以在對應過溫點調整R13、R14的阻值，從而使得壓降大于Q27管的開啟電壓，使過溫保護電路啟動。

圖5 過溫保護電路

3 電路仿真

本文介紹的LDO電路采用高精度雙極工藝進行設計。

電源抑制比是反映了LDO電路對輸入電壓紋波的抑制能力。電源抑制比越高，證明電路輸出受電源電壓波動的影響越小[5]。該電路在16 V電源電壓下，進行1 Hz～1 GHz頻率范圍交流掃描，電源抑制比曲線如圖所示。由圖6可知，在三溫下10 kHz頻率時最差電源抑制比可以達到61.28 dB。

圖6 PSRR

系統穩定性對LDO的性能具有非常重要的意義。由于LDO級數較多，相對單個運放結構而言更加復雜，并且在負載電流發生變化時其穩定性也會發生變化[1]。該LDO穩定性如圖7所示，在重載條件下，電路相位裕度在-55 ℃、25 ℃和125 ℃溫度下均能保持約105 °的相位裕度，所以該電路具有較好的穩定性。

圖7 相位裕度

在LDO電路負載發生變化時，輸出電壓會隨之發生一定的波動，最后恢復至原水平。輸出電壓的恢復時間反映了電路的響應速度。恢復越快，響應時間越短，電路越高效。由仿真結果（圖8）可知，在負載電流由空載切換至100 mA重載時，輸出電壓響應時間約為19 us，速度較快。

圖8 響應時間

3 結論

本文完成了一款高PSRR、快速響應LDO電路設計。采用二階溫度補償，提高帶隙基準電壓的溫度特性；將輸出電壓作為內部運放等模塊的工作電壓，提高PSRR的同時，加快了電路的響應速度；設計了過流、過溫保護電路，在不同情況下能有效保障電路的安全工作。仿真結果表明：該電路具有良好的電源抑制能力和快速響應能力。