集成故障阻斷能力的DC/DC自耦變換器

陸 翌，王 鳳，鄧偉成，陳 騫，許建中，裘 鵬

（1.國網浙江省電力有限公司電力科學研究院，杭州 310014；2.新能源電力系統國家重點實驗室（華北電力大學），北京 102206）

0 引言

隨著“雙碳”目標的提出，為加快能源轉型，實現綠色低碳發展，需全面推進風電、太陽能等可再生能源的大規模開發，提高電網對高比例清潔能源的消納和調控能力［1-3］，構建清潔低碳、安全有效的新型電力系統。可再生能源的利用存在電力變換環節多、供電效率低等問題，多電壓等級的互聯是解決這類問題的有效途徑。高壓大容量DC/DC變換器作為多電壓等級直流系統互聯的關鍵設備，能夠實現直流電壓變換、系統潮流控制和故障限流等功能［4-6］，還能緩解由多個電力電子設備引起的系統諧振等問題，提高系統的安全穩定性。

高壓直流系統具有“低慣量、弱阻尼”特性，對故障電流的耐受能力較低。由于DC/DC變換器連接著不同電壓等級的直流電網，直流線路故障會對其造成很大的沖擊，故DC/DC變換器的故障保護要求較高。目前高壓直流電網中采用的高壓直流斷路器多為混合式直流斷路器，所用器件數目較多，成本與換流站接近［7-8］，制約了其大規模推廣和應用。使高壓大容量DC/DC變換器能夠阻斷直流故障，集成直流斷路器的功能，將在很大程度上降低建設成本，推動直流電網的快速發展。

目前，國內外學者相繼提出了多種集成故障阻斷能力的DC/DC變換器拓撲。根據中間是否采用交流變壓器，這些拓撲可分為隔離型與非隔離型［9］。隔離型DC/DC 變換器因中間交流變壓器的存在，具備自然的故障隔離功能。非隔離型DC/DC變換器兩側存在直接的電氣聯系，其故障阻斷過程相對較復雜。文獻［10-11］提出的T 型變換器、文獻［12］提出的分壓式變換器及文獻［13］提出的直流斬波型變換器，均利用全橋型子模塊形成與非故障側極性相反的電壓，通過給子模塊充電來抑制故障電流的上升，這種方法增加了器件數目，在經濟性方面不具備明顯優勢。文獻［14-15］采用可控的電力電子器件作為換流開關，實現了直流故障的阻斷，但斷流時需承受很大的過電壓，對器件要求較高且故障清除速度較慢。文獻［16-17］提出了基于半全混合型MMC（模塊化多電平換流器）的DC/DC 自耦式變換器，可實現無閉鎖穿越直流故障的功能，但所用器件較多，成本相對較高。

本文提出DCFB-AUTO DC/DC（一種新型集成故障阻斷能力的DC/DC）自耦變換器拓撲，考慮功率雙向流動，分析DC/DC變換器兩側分別發生直流雙極短路后不同的故障響應，設計相應的故障隔離策略，實現雙向阻斷直流故障功能，并在PSCAD/EMTDC 仿真平臺上進行相關的仿真驗證。最后，與其他類型的DC/DC自耦變換器進行對比分析，以驗證所提變換器的經濟性。

1 具備故障阻斷能力的DC/DC自耦變換器

1.1 拓撲結構及工作模式

本文提出的DCFB-AUTO DC/DC 變換器拓撲結構如圖1（a）所示，其中，SM為MMC的子模塊，T1 和T2 為半橋子模塊中上、下2 個IGBT（絕緣柵雙極型晶體管），D1和D2為并聯二極管，MMC1、MMC2、MMC3 采用串聯結構形成自耦變換器，Ed1和Ed2分別為低壓側與高壓側直流電壓，idc1和idc2分別為流經低壓側與高壓側直流線路上的電流，i1、i2、i3為各MMC 交流側電流，ima、imb、imc為流經MMC2上橋臂的三相電流。

圖1 DCFB-AUTO DC/DC變換器拓撲及其相關支路結構Fig.1 DCFB-AUTO DC/DC converter topology and the associated branch structure

該拓撲由3 個MMC 串聯構成，其中MMC2的直流端口與低壓側直流電網連接，MMC1 的正極和MMC3 的負極分別與高壓側直流電網的正端和負端相連接。高、低壓側的直流電網分別用直流電壓源替代。3個MMC的交流側經交流變壓器連接至公共交流母線。每個MMC 的同一相橋臂電抗上都并聯有電流轉移支路，該支路由反并聯的晶閘管和電阻串聯而成。DC/DC自耦變換器出口直流母線上配置MOV（壓敏電阻）避雷器，正、負極母線間還并聯有能量吸收支路，由多個二極管和吸收電阻組成，如圖1（b）所示。

該DC/DC自耦變換器拓撲有正常運行和故障隔離兩種工作模式。

正常運行模式：穩態時，圖1（a）拓撲中半橋子模塊正常開通、關斷。電流轉移支路的晶閘管均關斷，斷流支路的UFD（快速機械開關）閉合，IGBT均導通。

故障隔離模式：圖1（a）所示DCFB-AUTO DC/DC拓撲任意一側發生直流故障。首先將與故障側直接相連的MMC 子模塊全部旁路（T1 關斷，T2導通），將其余MMC閉鎖。接著觸發導通電流轉移支路中所有的晶閘管，使橋臂電感中的電流在電流轉移回路中衰減。UFD 與斷流支路中的IGBT配合，故障側斷流支路中所有的IGBT閉鎖后，故障電流迅速轉移至能量吸收回路進行衰減，在DC/DC 變換器故障側直流電流變為0時，斷開UFD，使直流故障被完全隔離。當故障電流衰減為0時，故障被完全清除，等待下一次重啟。

1.2 運行機理及控制策略

以功率正送（功率由Ed1流向Ed2）為例，低壓側的功率分為兩部分傳播：一部分功率通過MMC2先逆變為交流電，流經公共交流母線后分別流入MMC1 和MMC3，經過整流變為直流電；另一部分功率直接流過MMC1與MMC3。這兩部分功率匯集后，通過直流母線傳輸到高壓側。為保證DC/DC自耦變換器的穩定運行，需要維持公共交流母線電壓恒定［18］。因此，MMC2 采用定交流電壓控制，MMC1和MMC3采用定功率控制。

MMC2 定交流電壓的控制框圖如圖2 所示，其中，Udpu和Uqpu分別為公共交流母線電壓d軸和q軸分量的標幺值，Idpu和Iqpu分別為公共母線交流電流d軸和q軸分量的標幺值，Udref和Uqref分別為公共交流母線電壓d軸和q軸分量的給定值，Idref和Iqref分別為公共母線交流電流d軸和q軸分量的給定值，Upcc為MMC2網側公共交流母線電壓，θ為鎖相角，Lpu為MMC 橋臂電感的標幺值，Md和Mq分別為d軸和q軸的調制信號。交流電壓d軸和q軸分量的實際值與給定值作比較后，經過PI（比例積分）調節器輸出作為內環電流d軸和q軸分量的給定。內環電流d軸和q軸分量實際值與給定值作比較后，經PI調節器得到MMC2橋臂交流電壓的d軸和q軸分量。橋臂電流的d軸和q軸分量存在耦合，因此在電流內環控制器中引入耦合項，并引入公共交流母線電壓分量前饋，以消除數學模型中恒定的擾動量。Upcc經過PLL（鎖相環）后輸出的θ作為觸發邏輯的輸入。

圖2 MMC2定交流電壓控制框圖Fig.2 Control block diagram of MMC2 constant AC voltage

MMC1和MMC3均采用定有功功率控制，其控制框圖如圖3 所示，其中，Pm和Qm分別為實際的有功功率和無功功率，Pref和Qref分別為額定有功功率和無功功率。與定交流電壓控制不同的是，外環控制采用了有功功率和無功功率實際值與給定值的差值，經PI調節器輸出內環電流d軸和q軸分量。Qref設置為0，以保證公共交流母線處的無功功率為0。

圖3 MMC1和MMC3定有功功率控制框圖Fig.3 Control block diagram of MMC1 and MMC3 constant active power

2 DC/DC 自耦變換器直流故障分析及故障隔離策略

2.1 功率正送下低壓側直流故障響應

功率正送時，假定低壓側發生永久性雙極短路故障。由于MMC2 直流出口電壓降為0，子模塊電容會迅速放電，以AC相為例，會形成圖4中紅色的電流通路，子模塊的工作模式由原來正常運行下的充電變為放電。由于高壓側的電壓Ed2大于MMC1與MMC3輸出的直流電壓之和，因此高壓側的直流電網會通過圖4中藍色的通路向低壓側饋入故障電流，子模塊的工作模式由原來正常運行下的放電變為充電。

圖4 功率正送下Ed1故障時的故障電流通路Fig.4 Fault current path in case of Ed1 fault under forward power feeding

2.2 功率正送下低壓側直流故障隔離策略

在低壓側發生永久性雙極短路故障時，DC/DC 自耦變換器的工作方式將變為故障隔離模式，其故障隔離時序如圖5所示。

圖5 功率正送下Ed1故障隔離時序Fig.5 Sequence of Ed1 fault isolation under forward power feeding

在t0時刻發生直流故障，低壓側直流電壓降為0，短路電流迅速上升，經過Δt1（一般為1～2 ms）檢測到故障；經過Δt2的延遲，將MMC2中的子模塊旁路，為避免高壓側線路出現較大的故障電流，需閉鎖MMC1 與MMC3 中所有子模塊；經Δt3的延遲，觸發所有MMC 電流轉移支路中晶閘管的觸發脈沖，使橋臂電感中的電流在電流轉移回路中衰減；經Δt4的延遲，閉鎖低壓側正、負極直流母線上斷流支路的IGBT 組；經Δt5（一般為2 ms）的延遲，斷開UFD，此時完全切除了故障線路；經Δt6的延遲，撤掉晶閘管的觸發脈沖，能量吸收支路的短路電流也衰減為0。

2.3 功率正送下高壓側直流故障響應

功率正送時，假定高壓側發生永久性雙極短路故障。由于高壓側直流電壓變為0，MMC1 和MMC3 子模塊電容會迅速放電，以單相為例，其放電通路如圖6中紅色回路所示。另外，低壓側也會通過該回路向故障側饋入電流。由于MMC2 直流側電壓不變，在相應的控制作用下，MMC2 橋臂電流不會增加，故障電流不會流經MMC2。以AC相為例，電流通路如圖6中橙色回路所示，子模塊的工作狀態不變，仍然為充電模式。

圖6 功率正送下Ed2故障時的故障電流通路Fig.6 Fault current path in case of Ed2 fault under forward power feeding

2.4 功率正送下高壓側直流故障隔離策略

在DC/DC自耦變換器高壓側發生永久性雙極短路故障時，其故障隔離時序如圖7所示。與低壓側故障隔離時序不同的是，在高壓側發生故障時，故障電流只流經MMC1與MMC3，因此MMC1和MMC3 的子模塊需旁路，MMC2 中的子模塊需閉鎖。隨后觸發所有MMC 電流轉移支路中晶閘管的觸發脈沖。閉鎖高壓側正、負極直流母線上斷流支路的IGBT 組后，斷開UFD，然后撤掉MMC1和MMC3電流轉移支路中晶閘管的觸發脈沖。在短路電流衰減為0后，故障被完全清除，為后面的重啟做好準備。

圖7 功率正送下Ed2故障隔離時序Fig.7 Sequence of Ed2 fault isolation under forward power feeding

2.5 功率反送下直流故障分析及故障隔離策略

當功率反送時（功率由Ed2流向Ed1），在穩態運行工況下，MMC1和MMC3子模塊電容為充電模式，MMC2 為放電模式。當低壓側發生永久性雙極短路故障，所有MMC 子模塊電容的工作模式保持不變，故障電流通路與功率正送時相同。當高壓側發生永久性雙極短路故障，MMC1 和MMC3 子模塊電容迅速放電，子模塊電容的工作模式將在極短的時間內由充電模式轉變為放電模式；而MMC2 由于直流電壓不變，在相應的控制作用下，故障電流不會流經MMC2；因此，高壓側短路故障下的故障通路與功率正送時相同。

綜上所述，在功率反送時，無論是哪一側發生故障，故障電流通路均與功率正送時相同，因此對應的故障隔離策略也相同。

3 DCFB-AUTO DC/DC 變換器保護參數設計

DCFB-AUTO DC/DC 變換器故障隔離保護包括電流轉移支路、斷流支路和能量吸收支路三部分。在斷流支路UFD完全斷開后，橋臂電感中的電流會在電流轉移支路中衰減，形成LR衰減回路，如圖8所示，其中，Larm為上、下橋臂電感之和，Rd為橋臂電流轉移支路中的衰減電阻（用于加快橋臂電感的衰減速度）。在該衰減回路中，衰減常數τ1的表達式見式（1）。橋臂電流衰減為0 的時間通常為衰減常數的5 倍［19］。設電流在t=td之前衰減為0，則該回路中的電阻取值范圍見式（2）。

圖8 電流轉移回路的等效電路Fig.8 Equivalent circuit of current transfer loop

式中：τ1為衰減常數；td為電流轉移支路中電流衰減為0所需的時間。

對于斷流支路，斷流開關承受電壓的最大值決定了斷流支路所需IGBT的個數，也決定了斷流支路的成本。IGBT的個數需根據斷流支路閉鎖時的過電壓來計算，并保留一定的電壓裕度。對于能量吸收支路，在斷流支路閉鎖IGBT組后，短路電流會轉移至能量吸收支路，形成如圖9所示的閉合回路，其中LL和RL分別為直流故障線路的等效電感和等效電阻，RS為吸收電阻。與電流轉移支路類似，能量吸收回路也為LR衰減回路。電流衰減常數見式（3），吸收電阻的大小應滿足式（4）的要求。由式（4）可知，吸收電阻的大小與線路長度有關，故障點距DC/DC變換器出口越遠，線路越長。為保證可靠性，RS需按照線路的最大長度來設計。

圖9 能量吸收回路Fig.9 Energy absorption circuit

式中：τ2為衰減常數；tS為能量吸收回路中電流衰減為0所需的時間。

4 仿真驗證

4.1 仿真模型

為驗證所提新型DCFB-AUTO DC/DC 變換器的故障隔離功能，本文在PSCAD/EMTDC環境中搭建如圖1所示的模型，系統參數如表1所示。

表1 DCFB-AUTO DC/DC變換器相關參數Table 1 Related parameters of DCFB-AUTO DC/DC converter

4.2 功率正送下永久性雙極短路故障隔離仿真驗證

本文建立的模型中，兩側直流輸電線路的最大長度均為50 km，直流故障點設置在DC/DC 變換器出口10 km 處，故障類型設置為直流線路永久性雙極短路。

圖10 為功率正送下低壓側雙極短路故障仿真波形。t=3 s時，低壓側發生永久性直流雙極短路故障，MMC2 的子模塊迅速放電，如圖10（a）所示。高壓側直流電網通過MMC1和MMC3向故障側饋入故障電流，子模塊由原來的放電模式轉變為充電模式，充電電流較大，如圖10（b）所示。經Δt1=1 ms，檢測到故障，故障隔離模式啟動，經Δt2=200 μs，在3.001 2 s 時將MMC2 旁路，閉鎖MMC1 和MMC3。閉鎖MMC1 和MMC3 后，高壓側直流電網只能通過二極管與短路處構成回路，此時MMC1和MMC3的電容全部投入充電，該回路中MMC1 和MMC3 輸出的直流電壓之和大于Ed2，因此故障電流不會繼續增加，此時橋臂電流達到最大值。經Δt3=300 μs，在3.001 5 s 時觸發所有MMC 電流轉移支路的晶閘管，橋臂電感中的電流開始轉移。經Δt4=200 μs，在3.001 7 s 時閉鎖低壓側斷流支路的IGBT，隨后橋臂電感中的電流完全轉移至電流轉移回路進行衰減，如圖10（c）和圖10（d）所示。圖10（e）為低壓側斷流支路電流的波形，在斷流支路的IGBT閉鎖后，其電流迅速變為0，最大電流為1.79 kA＜6 kA，最大故障電流上升率為1.97 kA/ms?3.2 kA/ms［20］，符合工程要求。經Δt5=2 ms，在3.004 2 s 時UFD 打開，故障被完全隔離。經Δt6=300 μs，在3.004 5 s 時撤掉電流轉移支路的觸發脈沖，直流故障徹底清除。圖10（f）和圖10（g）分別為能量吸收支路的電流和故障處的短路電流。在設計保護參數中的電阻時，設定短路電流衰減為0 的時間為2 ms，由于吸收電阻根據線路全長設計，短路電流衰減的時間小于2 ms，約在3.002 5 s 時短路電流減小為0。圖10（h）和圖10（i）分別為低壓側斷流開關的電壓和MMC2 電流轉移支路開關的電壓。在斷流支路所在的回路中，MMC1和MMC3輸出的直流電壓與高壓側電網電壓相反，因此斷流支路開關的電壓不會很高，最大值約為190 kV；MMC2 電流轉移支路在導通時需承受的電壓與橋臂電感有關，最大值約為134 kV。

圖10 功率正送下低壓側故障仿真波形Fig.10 Simulation waveforms of faults on low voltage sides under forward power feeding

圖11 為功率正送下高壓側雙極短路故障仿真波形。t=3.0 s時，高壓側發生永久性直流雙極短路故障，MMC1 和MMC3 子模塊的電容迅速放電，故障電流快速上升，如圖11（a）和圖11（b）所示。經Δt1=1 ms 檢測到故障，故障隔離模式啟動，經Δt2=200 μs，在3.001 2 s 時旁路MMC1 和MMC3 中所有的子模塊，其橋臂電壓迅速下降，閉鎖MMC2。從圖11（c）可看到，MMC2 在閉鎖前后，橋臂電流不會出現故障電流，因而故障電流不會流經MMC2。經Δt3=300 μs，在3.001 5 s時觸發所有MMC 電流轉移支路的晶閘管，橋臂電感的電流會部分轉移至電流轉移支路，如圖11（d）所示。經Δt4=200 μs，在3.001 7 s時閉鎖高壓側斷流支路的IGBT，高壓出口直流線路的電流變為0。如圖11（e）所示，在旁路MMC1與MMC3的子模塊后，低壓側的直流電網會通過子模塊中的二極管D2繼續向故障側饋入電流，導致故障電流繼續上升，在3.001 7 s 時達到最大值。故障電流的最大值為3.57 kA，不超過6 kA，且最大故障電流上升率為1.87 kA/ms＜3.2 kA/ms［20］，符合工程要求。隨后MMC1和MMC3橋臂電感中的電流會全部轉移至電流轉移回路中進行衰減，直流線路中的能量會轉移至能量吸收支路，經吸收電阻耗散。經Δt5=2 ms，在3.004 2 s時UFD打開，故障被完全隔離，經Δt6=300 μs，在3.004 5 s 時撤掉電流轉移支路的觸發脈沖，直流故障徹底清除。圖11（f）和圖11（g）分別為能量吸收支路的電流以及故障處的短路電流，約在3.002 4 s 時短路電流已減小為0。圖11（h）和圖11（i）分別為斷流支路開關電壓和電流轉移支路開關電壓。在閉鎖斷流支路的IGBT 時，由于故障電流回路中存在低壓電網，故閉鎖時需承受約487 kV 的過電壓。電流轉移支路電壓最大值約為65 kV。

圖11 功率正送下高壓側故障仿真波形Fig.11 Simulation waveforms of faults on high voltage sides under forward power feeding

4.3 功率反送下永久性雙極短路故障隔離仿真驗證

功率反送時，低壓側雙極短路故障和高壓側雙極短路故障仿真波形如圖12和圖13所示，動作時序與功率正送時完全一致。由圖12 可以看出，低壓側發生短路時，故障電流在3.001 2 s 時達到最大值，流過斷流支路的最大電流為4.42 kA，最大故障電流上升率為2.43 kA/ms，符合工程要求。由圖13 可以看出，高壓側發生短路時，故障電流在3.001 7 s 時達到最大值，流過斷流支路的電流有一個反向的過程，主要與子模塊的工作模式有關。流過斷流支路的最大電流為1.75 kA，最大故障電流上升率為1.75 kA/ms，符合工程要求。綜合仿真結果，該種DC/DC變換器在功率反送的工況下同樣具備阻斷直流故障的能力。

圖12 功率反送下低壓側故障仿真波形Fig.12 Simulation waveforms of faults on low voltage sides under reverse power feeding

圖13 功率反送下高壓側故障仿真波形Fig.13 Simulation waveforms of faults on high voltage sides under reverse power feeding

5 經濟性對比

為更好地說明該種新型拓撲的經濟性，本文將該變換器與其他兩種典型的具備故障隔離功能的DC/DC自耦變換器進行對比，一種是采用直流斷路器的DC/DC自耦變換器，另一種是基于半全混合型MMC 的DC/DC 自耦變換器。在直流系統參數相同的情況下，假定這3種DC/DC 自耦變換器使用的器件型號相同，經濟性差別主要體現在器件數目上。

本文的模型配置中采用由ABB 公司制造的5NSA3000K452300 型IGBT 元件，額定電壓4.5 kV，額定電流3 kA，考慮一定的電壓裕度，安全承壓為2.25 kV；晶閘管型號為T660N，額定電壓2.6 kV；二極管型號為D2601N90T，額定電壓9 kV，設定電壓4.5 kV。由圖1 可知，該拓撲高、低壓側均需配置電流轉移支路、斷流支路和能量轉移支路。因該拓撲具備雙向阻斷故障的能力，故在附加支路的器件配置上需考慮功率正、反送下的不同工況。

新型DCFB-AUTO DC/DC 變換器中MMC子模塊的數目需根據高、低壓側直流電壓以及半橋子模塊中IGBT的安全承壓來設計，根據子模塊數目可計算出相應的器件數目。對于電流轉移支路，比較仿真結果中4種工況下電流轉移支路的過電壓，高壓側最大值約為65 kV，低壓側最大值約為365 kV；考慮1.5倍的安全裕度，根據晶閘管的額定電壓可計算出電流轉移支路所需配置的晶閘管數目。對于斷流支路，比較4種工況下的仿真結果，高壓側和低壓側斷流開關的最大電壓分別為487 kV 和260 kV；考慮1.5 倍的安全裕度，根據IGBT的安全承壓可計算出需配置的IGBT和二極管數目。對于能量吸收支路，二極管的配置數目需根據額定直流電壓來計算。

對于利用直流斷路器實現故障隔離的DC/DC自耦變換器，通常采用具備更快關斷速度和更小通態損耗的電阻過零型混合式直流斷路器［8，21-22］。該種直流斷路器需配置在DC/DC自耦變換器兩側的正、負極母線上，主要由全橋子模塊SM串聯的主支路、子模塊SM1 串聯的轉移支路、耗能支路三部分并聯而成，其拓撲結構如圖14所示。

圖14 電阻過零型混合式直流斷路器拓撲Fig.14 Topologies of the resistance zero-crossing hybrid DC circuit breaker

直流斷路器在開斷故障電流時，所能承受的最大過電壓通常設定為額定直流電壓的1.5 倍［23-25］。根據直流斷路器所能承受的最大過電壓以及斷路器主支路和轉移支路中IGBT的安全承壓，可分別計算出子模塊SM 和SM1 的個數，繼而計算出直流斷路器中各個器件的數目。MMC中的半橋子模塊數目和半橋子模塊對應的器件數目，均與本文所提的新型拓撲中的相同。

基于半全混合型MMC 的DC/DC 自耦變換器采用文獻［17］提到的設計原理。各MMC 的子模塊數目與新型拓撲中的相同。全橋子模塊數目需依據兩側的故障特性設定。當高壓側故障時，需要MMC1和MMC3中的全橋子模塊負投入，其輸出的電壓大小需與低壓側直流電壓相匹配，使故障電流回路中的電流減小為0。當低壓側故障時，故障電流主要來自于MMC2 的子模塊電容，為實現故障穿越，MMC2 中全橋子模塊的占比為50%。根據各MMC 中全橋與半橋子模塊數目，可計算出相應的器件數目。

在直流系統參數相同的情況下，對比3 種DC/DC自耦變換器的經濟性，結果如表2所示。

表2 不同DC/DC自耦變換器拓撲經濟性對比Table 2 Economy comparison of the different DC/DC autotransformer topologies

由表2 可知：DCFB-AUTO DC/DC 變換器配置的IGBT 數目少于其他兩種變換器，相差3 000個以上；需要一定數量的晶閘管，但所需晶閘管數目遠低于所差的IGBT數目；所需的二極管數目少；額外增加的電阻比較廉價。IGBT造價較高，因此與其他兩種變換器相比，本文提出的DCFB-AUTO DC/DC變換器的經濟性較好。

6 結語

本文提出了一種具備雙向阻斷直流故障能力的DCFB-AUTO DC/DC 變換器，驗證了其在發生直流雙極短路故障下的故障隔離功能，并與其他DC/DC自耦變換器進行了經濟性對比，得出的結論如下：

1）在高壓側發生雙極短路的情況下，故障電流不會流經MMC2。

2）為降低斷流支路開關的開斷電壓，在某一側發生故障時，需將與該側直接連接的MMC 子模塊旁路；為避免造成更大的過電流，需閉鎖其余MMC的子模塊。

3）本文提出的DCFB-AUTO DC/DC 變換器具備雙向阻斷直流故障的能力，且具備較好的經濟性。