短波數(shù)字信道化通信探測一體化快速建鏈方法

李國軍，向翠玲，葉昌榮,3，王尊立

（1.重慶郵電大學(xué)光電工程學(xué)院/重慶國際半導(dǎo)體學(xué)院，重慶 400065；2.重慶郵電大學(xué)超視距可信信息傳輸研究所，重慶 400065；3.重慶郵電大學(xué)光電信息感測與傳輸技術(shù)重慶市重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室博士后科研工作站，重慶 400065）

0 引言

短波通信作為一種重要的通信手段，由于其靈活性高、抗摧毀能力強(qiáng)、通信傳輸距離遠(yuǎn)等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于航海、海空和搶險(xiǎn)救災(zāi)等領(lǐng)域[1]。然而，為了適應(yīng)電離層的時(shí)變色散特性，短波通信必須根據(jù)信道的變化而實(shí)時(shí)改變通信頻率[2]。隨著通信技術(shù)的發(fā)展，出現(xiàn)了自動鏈路建立（ALE,automatic link establishment）概念，即通過探測信號對信道參數(shù)進(jìn)行估計(jì)，完成信道質(zhì)量評估，選擇最佳工作頻率建立鏈路，保證通信性能[3]。

針對傳統(tǒng)ALE 技術(shù)存在的探測與建鏈具有分離性、建鏈主呼方等待駐留信道時(shí)間過長以及過度依賴長期預(yù)測模型等問題，文獻(xiàn)[4]引入了數(shù)字信道化接收機(jī)，使接收方具有寬窗口接收能力，提高了探測與信號分析的速度。然后采用探測后即建鏈的策略，提高了建鏈的時(shí)效性和可靠性。文獻(xiàn)[5]在文獻(xiàn)[4]的基礎(chǔ)上提出了一種信道化接收機(jī)多信道組掃描駐留方法，實(shí)現(xiàn)短波全頻段覆蓋的快速建鏈。文獻(xiàn)[6]圍繞短波寬帶化，針對不同業(yè)務(wù)需求，選擇合適的波形和寬帶信道用于鏈路的建立，提高了短波寬帶信道的建鏈成功率。

在長期的實(shí)際應(yīng)用中，研究者發(fā)現(xiàn)2G-ALE 技術(shù)在組網(wǎng)能力、建鏈開銷和頻率資源利用率上存在不足[7-8]。1999 年，3G-ALE 出現(xiàn)，通過實(shí)時(shí)頻譜感知技術(shù)獲取可用頻率對信道進(jìn)行實(shí)時(shí)探測與自動鏈路建立[9-10]。在傳輸過程中，短波信號場強(qiáng)不斷減弱。因此，短波最佳工作頻率的選擇是決定短波通信性能的關(guān)鍵性因素之一，是保障通信性能的重要措施[11]。短波信道的多徑現(xiàn)象造成快衰落，而快衰落具有明顯的頻率選擇性，同時(shí)短波信道的時(shí)變特性造成電磁波頻率的變化。因而在通信過程中需要不斷更新最優(yōu)頻率，避免因?yàn)榭焖ヂ涠斐尚旁氡群拖到y(tǒng)誤碼率均降低的現(xiàn)象[12]。對短波通信頻段內(nèi)多路頻點(diǎn)信號進(jìn)行接收、識別，需要部署大量的短波窄帶接收機(jī)，每個(gè)接收機(jī)在不同的頻點(diǎn)上進(jìn)行偵測。這種方法存在成本高、靈活性差、功耗大等問題[13]。國外廠商R&S 和RADIXON 也分別推出了各自的短波信道化接收機(jī)產(chǎn)品，該產(chǎn)品具備短波全頻段覆蓋和接收的基礎(chǔ)功能[14]。2019 年，張龍[15]也針對上述問題，通過信道組劃分掃描的方式，實(shí)現(xiàn)了短波全頻段接收，但無法做到短波全頻段實(shí)時(shí)接收。

以上方法使用的短波數(shù)字信道化接收機(jī)存在資源消耗大、成本高等缺點(diǎn)，并且沒有進(jìn)一步探討信道化結(jié)構(gòu)對系統(tǒng)接收性能帶來的影響。在建鏈流程不同階段，設(shè)計(jì)使用不同特性的突發(fā)波形，存在時(shí)間冗余和設(shè)備兼容等問題。在快速建鏈方案論證方面，缺乏真實(shí)短波信道環(huán)境下的數(shù)據(jù)支撐。

本文從系統(tǒng)集成度以及設(shè)備適配兼容的角度出發(fā)，增強(qiáng)建鏈系統(tǒng)的連通率和穩(wěn)定性，實(shí)現(xiàn)全頻段信道化接收、多通道并行處理，提出一種短波數(shù)字信道化通信探測一體化快速建鏈方法。首先，本文設(shè)計(jì)了一種基于線性調(diào)頻（LFM,linear frequency modulation）信號的通信探測一體化波形；然后，詳細(xì)闡述了信道參數(shù)估計(jì)方法以及通信數(shù)據(jù)的解調(diào)譯碼，并給出了通信探測一體化快速建鏈流程；最后，通過仿真和實(shí)測驗(yàn)證了該方法在真實(shí)信道環(huán)境的適用性。

1 基于短波數(shù)字信道化的快速建鏈系統(tǒng)

本文以數(shù)字信道化技術(shù)、通信探測一體化波形為基礎(chǔ)，設(shè)計(jì)了如圖1 所示的快速建鏈系統(tǒng)，系統(tǒng)由短波電臺、通信控制器以及上層應(yīng)用程序組成。

圖1 快速建鏈系統(tǒng)

短波電臺通過引入短波數(shù)字信道化接收機(jī)，可實(shí)現(xiàn)多個(gè)短波信道的并行探測，大幅縮短鏈路建立時(shí)間，實(shí)現(xiàn)用戶間的快速建鏈和實(shí)時(shí)建鏈。通信控制器主要實(shí)現(xiàn)物理層和數(shù)據(jù)鏈路層的功能，在復(fù)雜多變的信道環(huán)境下實(shí)現(xiàn)快速鏈路建立。上層應(yīng)用程序可以為組網(wǎng)用戶提供頻率優(yōu)選集、鏈路路由表和信道參數(shù)態(tài)勢等信息，控制建鏈系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行，完成通信雙方的各種業(yè)務(wù)管理。

在快速建鏈系統(tǒng)中，利用通信探測一體化波形同時(shí)進(jìn)行通信與探測，進(jìn)行實(shí)時(shí)信道質(zhì)量評估的同時(shí)，攜帶描述信道質(zhì)量的參數(shù)和有效建鏈信息完成快速鏈路建立。接收機(jī)解調(diào)模塊流程如圖2 所示，接收信號經(jīng)過數(shù)字信道化處理均勻劃分為多路子信道，首先對每路子信道進(jìn)行同步捕獲，對存在目標(biāo)信號的子信道進(jìn)行下一步的信道參數(shù)估計(jì)和通信數(shù)據(jù)的解調(diào)譯碼。

圖2 接收機(jī)解調(diào)模塊流程

信道參數(shù)估計(jì)包括多徑時(shí)延估計(jì)、多普勒頻效應(yīng)估計(jì)以及信噪比估計(jì)。信道參數(shù)估計(jì)數(shù)據(jù)可為后續(xù)的頻率優(yōu)選集、鏈路路由表以及信道參數(shù)態(tài)勢提供可靠的數(shù)據(jù)支撐。解調(diào)譯碼后的通信數(shù)據(jù)根據(jù)ALE 流程和協(xié)議數(shù)據(jù)單元（PDU,protocol data unit），在建鏈各階段攜帶相應(yīng)的數(shù)據(jù)信息共同完成可靠的鏈路建立過程。

2 本文方法設(shè)計(jì)

2.1 建鏈流程對比

傳統(tǒng)建鏈過程如圖3 所示。傳統(tǒng)鏈路建立中，頻率管理和鏈路建立在時(shí)間上是錯(cuò)開的，交互過多，探測時(shí)間過長。通常在系統(tǒng)閑暇時(shí)進(jìn)行信道探測，選出可用頻率。需要建鏈時(shí)再在可用頻率發(fā)送呼叫PDU，得到被呼方應(yīng)答后，主呼方再轉(zhuǎn)至業(yè)務(wù)信道發(fā)送業(yè)務(wù)申請，得到被呼方的確認(rèn)信號，鏈路才得以建立，同時(shí)選出鏈路通常非最優(yōu)。

圖3 傳統(tǒng)建鏈過程

本文方案建鏈過程如圖4 所示。從圖4 可以看出，本文設(shè)計(jì)的建鏈方案計(jì)算并行度高，具備硬件加速、全頻段信道化接收、多通道并行處理的能力。

圖4 本文方案建鏈過程

2.2 短波數(shù)字信道化接收機(jī)技術(shù)

隨著傳輸業(yè)務(wù)需求的增多和傳輸速率需求的增大，寬帶業(yè)務(wù)在短波通信中應(yīng)運(yùn)而生[16]。

多相濾波離散傅里葉變換（DFT,discrete Fourier transform）數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)是一種高效的數(shù)字信道化接收結(jié)構(gòu)，它能夠在接收帶寬范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)全概率接收[17]，并且結(jié)合了多相濾波與DFT 技術(shù)，大大降低了運(yùn)算量，便于在工程中實(shí)現(xiàn)。

多相濾波DFT 數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)的數(shù)學(xué)為

其中，k=0,1,2,…,D-1 為信道數(shù)、D為正整數(shù)指抽取倍數(shù)、p=0,1,2,…,D-1 為信道編號，表示濾波器分組情況。x p(m)為輸入信號進(jìn)行抽取后的結(jié)果，h p(m)為多相濾波結(jié)構(gòu)的分支濾波器。多相濾波DFT 數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)如圖5 所示。每路子信道抽取器D↓已經(jīng)位于濾波器（h0(m),h1(m),…,hD-1(m)）之前，且每個(gè)濾波器不再是原型低通濾波器，而是該濾波器的多相分量，運(yùn)算量降為原來的。

圖5 多相濾波DFT 數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)

本文在寬帶短波通信和第三代ALE 技術(shù)的基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)能實(shí)時(shí)獲取多路信號的短波全頻段數(shù)字信道化接收機(jī)，設(shè)計(jì)指標(biāo)為瞬時(shí)處理帶寬為24.576 MHz，實(shí)時(shí)獲取1 024 路子信道，每路子信道帶寬為24 kHz。短波數(shù)字信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)如圖6 所示。

圖6 短波數(shù)字信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)

數(shù)字信號通過數(shù)字下變頻模塊的混頻和濾波抽取，得到采樣率為24.576 MHz、帶寬范圍為-12.288～12.288 MHz 的寬帶信號。設(shè)計(jì)能實(shí)現(xiàn)1 024 路子信道均勻劃分的兩級信道化級聯(lián)結(jié)構(gòu)，每一級信道化劃分32 路子信道，第一級信道化后每路子信道帶寬為768 kHz，第二級信道化后每路子信道帶寬為24 kHz。

在數(shù)字信道化接收機(jī)接收過程中，由于所設(shè)計(jì)的原型低通濾波器并不是理想的，會存在一定的過渡帶。根據(jù)圖7 所示的子信道劃分方式可以看出，每級子信道劃分的相鄰信道之間會存在覆蓋的盲區(qū)。本文通過研究信道參數(shù)估計(jì)技術(shù)，彌補(bǔ)了處于盲區(qū)的信道化結(jié)構(gòu)帶來的衰減影響，對短波信道的差異化特性進(jìn)行準(zhǔn)確描述。

圖7 子信道劃分方式

采用多級信道化級聯(lián)結(jié)構(gòu)，每級信道化結(jié)構(gòu)的過渡帶歸一化數(shù)字頻率遠(yuǎn)小于只使用單級信道化結(jié)構(gòu)的情況，能夠大大降低信道化結(jié)構(gòu)中濾波器的階數(shù)，從而降低對計(jì)算量的要求，提高了輸出結(jié)果的實(shí)時(shí)性。DFT運(yùn)算可以通過快速傅里葉變換（FFT,fast Fourier transform）進(jìn)行替代，大大降低運(yùn)算量，提高信道化結(jié)構(gòu)的實(shí)時(shí)處理能力。

2.3 通信探測一體化波形設(shè)計(jì)

LFM 信號具有產(chǎn)生容易、時(shí)間帶寬積大、抗干擾能力強(qiáng)等特點(diǎn)，特別是在抑制多普勒效應(yīng)和多徑效應(yīng)方面具有良好的性能[17]。

典型的LFM 信號數(shù)學(xué)表達(dá)式為

其中，A0為信號幅度，f0為信號載頻，為調(diào)頻斜率，B為信號帶寬，T為信號持續(xù)時(shí)間，也稱為脈沖寬度。對于LFM 信號，當(dāng)k＞ 0時(shí)，其瞬時(shí)頻率隨時(shí)間呈線性增加，稱為上調(diào)頻LFM 信號；反之，其瞬時(shí)頻率隨時(shí)間呈線性減小，稱為下調(diào)頻LFM 信號。

圖8 給出了通信探測一體化波形幀結(jié)構(gòu)。根據(jù)短波數(shù)字信道化接收機(jī)設(shè)置指標(biāo)，設(shè)計(jì)同步前導(dǎo)信號由3 個(gè)帶寬為20 kHz、脈寬為12 ms 的LFM 信號構(gòu)成，同時(shí)包含上下調(diào)頻LFM 信號。同步頭1和同步頭2 為上調(diào)頻LFM 信號，用于信號的同步捕獲和多徑時(shí)延估計(jì)。同步頭3 為下調(diào)頻LFM 信號，與同步頭2 共同用于信號的多普勒頻率偏移估計(jì)，整個(gè)同步前導(dǎo)信號還可用于信噪比估計(jì)。發(fā)送信號產(chǎn)生流程如圖9 所示。圖9 中給出的數(shù)據(jù)信息中包含32 bit 有效信息。32 bit 有效信息依次添加4 bit 循環(huán)冗余校驗(yàn)（CRC,cyclic redundancy check）碼，再進(jìn)行RS(15,9)編碼，數(shù)據(jù)編碼成60 bit。最后進(jìn)行基于二進(jìn)制正交鍵控（BOK,binary orthogonal keying）的LFM-BOK 調(diào)制生成基帶信號[18]，組成數(shù)據(jù)信息序列。其中，每個(gè)數(shù)據(jù)信息碼元的帶寬為20 kHz，脈寬為3 ms。

圖8 通信探測一體化波形幀結(jié)構(gòu)

圖9 發(fā)送信號產(chǎn)生流程

2.4 信道參數(shù)估計(jì)與數(shù)據(jù)信息的解調(diào)譯碼

首先對每路子信道的信號進(jìn)行同步捕獲，然后對存在目標(biāo)信號的子信道進(jìn)行下一步的信道參數(shù)估計(jì)和通信數(shù)據(jù)的解調(diào)譯碼。

1) 同步捕獲

LFM 信號經(jīng)過匹配濾波器的輸出可表示為[19]

其中，A、Ar分別為匹配濾波沖激響應(yīng)和接收信號的幅值。從式(3)可以看出，LFM 信號經(jīng)過匹配濾波器的輸出具有和sinc 函數(shù)類似的脈沖壓縮特性，從而可將輸入的低峰值功率的LFM信號轉(zhuǎn)換成一個(gè)能量集中于很短時(shí)間內(nèi)具有高峰值功率的輸出信號，再通過恒虛警率（CFAR,constant false alarm rate）與最佳采樣時(shí)刻調(diào)整實(shí)現(xiàn)信號的同步捕獲，恒虛警率閾值設(shè)置為0.03。當(dāng)2 個(gè)脈沖峰值之間的采樣點(diǎn)數(shù)對應(yīng)同步頭1 和同步頭2 之間的長度時(shí)，可以認(rèn)為捕獲到了同步前導(dǎo)信號，便可以得到同步前導(dǎo)信號的起始位置。

2) 多徑時(shí)延估計(jì)

在信號進(jìn)行同步捕獲后，可以同時(shí)利用匹配濾波輸出結(jié)果對多徑時(shí)延進(jìn)行估計(jì)。將多徑脈沖間的采樣點(diǎn)數(shù)差Δd乘以采樣間隔即可得到多徑時(shí)延差，表示為

3) 多普勒頻率偏移估計(jì)

假設(shè)接收到的LFM 信號相對于發(fā)送信號的頻偏估計(jì)為fd，其經(jīng)過匹配濾波器后輸出表達(dá)式為[17]

從理論推導(dǎo)可以看出，頻偏使匹配濾波器輸出脈沖主峰出現(xiàn)時(shí)刻發(fā)生偏移，偏移量為。采用調(diào)頻斜率相反，帶寬、脈寬相同的LFM 信號，即同步頭2 和同步頭3，對于同一多普勒頻率偏移，匹配濾波后的結(jié)果將相對于無多普勒頻率偏移時(shí)超前或滯后。利用上下調(diào)頻匹配濾波后產(chǎn)生的正負(fù)2 個(gè)脈沖，進(jìn)而計(jì)算兩者相關(guān)最大值的間隔求得多普勒頻率偏移估計(jì)值，表達(dá)式為

其中，Δdf為2 個(gè)脈沖峰值之間的采樣點(diǎn)差減去無多普勒頻率偏移時(shí)2 個(gè)LFM 信號之間的采樣點(diǎn)差。

為了進(jìn)一步提高頻偏估計(jì)的精度，下面介紹一種基于相關(guān)試探的頻偏估計(jì)法。具體步驟如下。

步驟1n初始化為0，設(shè)定頻偏估計(jì)步進(jìn)值fα，設(shè)定頻偏值為，其中Δf為頻偏初步估計(jì)值。

步驟2將fest分別加入上下調(diào)頻匹配濾波的沖激響應(yīng)中，計(jì)算同步前導(dǎo)信號經(jīng)過上下調(diào)頻匹配濾波后的結(jié)果。

步驟3n=n+1。若，則轉(zhuǎn)至步驟4；否則更新，返回步驟2。

步驟4取上下調(diào)頻匹配濾波后脈壓值最大時(shí)對應(yīng)的頻偏值作為頻偏估計(jì)值。

4) 信噪比估計(jì)

假設(shè)經(jīng)過短波信道的信號多徑數(shù)為典型值兩徑，通過信道化接收和頻偏校正后的LFM 信號s(n)經(jīng)過匹配濾波器后的輸出可表示為（忽略噪聲項(xiàng)）

因?yàn)榇嬖陬l偏估計(jì)誤差fd，加上信道化結(jié)構(gòu)帶來的影響，會出現(xiàn)頻譜泄露的情況。下面介紹一種基于迭代匹配濾波的信噪比估計(jì)方法。具體步驟如下。

步驟1k初始化為0，s k(n)=s(n)。

步驟2A和T均已知，根據(jù)多徑時(shí)延估計(jì)結(jié)果以及s k(n) 經(jīng)過匹配濾波后的輸出，得到和，并加在本地序列的LFM 信號中，即

步驟3k=k+1，s k(n) =s k-1(n) -s1(n)。如果依然可以捕獲s k(n)經(jīng)過匹配濾波輸出的脈沖峰值，說明此時(shí)得到的信號仍然存在信號分量，返回步驟2；若無法捕獲匹配濾波器輸出的結(jié)果，則轉(zhuǎn)至步驟4。

步驟4此時(shí)得到的信號s k(n)可視為只存在噪聲分量，計(jì)算得到噪聲功率Pn，信噪比估計(jì)值為

5) 基于散射函數(shù)的信道參數(shù)估計(jì)方法

散射函數(shù)中能量的分布與信道多徑效應(yīng)、多普勒效應(yīng)都密切相關(guān)[20]。

基于散射函數(shù)的信道參數(shù)估計(jì)流程如圖10 所示。首先，將接收機(jī)接收到的信號序列與本地保存的已知信號序列副本進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算。利用相關(guān)函數(shù)完成信道沖激響應(yīng)的估計(jì)。再對得到的信道沖激響應(yīng)矩陣進(jìn)行自相關(guān)運(yùn)算，并對得到的自相關(guān)函數(shù)進(jìn)行快速傅里葉變換即可得到信道的散射函數(shù)，進(jìn)而求得所需要的信道參數(shù)信息。

圖10 基于散射函數(shù)的信道參數(shù)估計(jì)流程

散射函數(shù)可以表示能量在時(shí)延軸和頻率軸上的散布，其實(shí)質(zhì)是一個(gè)二維的功率譜密度函數(shù)。它與多徑時(shí)延、多普勒頻率偏移和多普勒擴(kuò)展有關(guān)，是一種展示信號能量分布的圖形化方法[20]。在傳播路徑為2 條、路徑相對時(shí)延為2 ms、多普勒擴(kuò)展均為1 Hz、多普勒頻率偏移均為1 Hz 的短波信道條件下，對基于散射函數(shù)的信道參數(shù)估計(jì)方法進(jìn)行仿真分析，信道散射函數(shù)仿真如圖11 所示。

圖11 信道散射函數(shù)仿真

通過散射函數(shù)可得到功率時(shí)延譜以及多普勒功率譜。通過功率時(shí)延譜可得到信號傳播路徑數(shù)目、多徑時(shí)延、時(shí)延擴(kuò)展。通過多普勒功率譜可得到信道對各徑信號造成的多普勒頻率偏移與多普勒擴(kuò)展。

6) 數(shù)據(jù)信息的解調(diào)譯碼

LFM-BOK 調(diào)制利用LFM 信號的掃頻特性，對上、下調(diào)頻LFM 信號進(jìn)行信息攜帶處理，達(dá)到信號調(diào)制的目的。使用上調(diào)頻LFM 信號表示“1”，使用下調(diào)頻LFM 信號表示“0”。

在當(dāng)前子信道信號同步捕獲之后，采用圖9 所示的匹配濾波解調(diào)法對數(shù)據(jù)信息進(jìn)行解調(diào)譯碼。以上調(diào)頻LFM 信號為例，當(dāng)信號經(jīng)過相應(yīng)的上調(diào)頻匹配濾波器時(shí)，輸出得到一個(gè)窄脈沖。而當(dāng)經(jīng)過下調(diào)頻匹配濾波器時(shí)，得到的是一個(gè)均勻分布的低幅度值[21]。再通過峰值位置的抽樣判決，比較兩支路判決就能恢復(fù)出信碼“1”。接收機(jī)匹配濾波解調(diào)如圖12 所示。

圖12 接收機(jī)匹配濾波解調(diào)

2.5 快速建鏈流程

主呼方通過長期頻率預(yù)測集選出多個(gè)頻率點(diǎn)進(jìn)行信道探測，完成對所選頻率的雙向信道質(zhì)量評估。再根據(jù)雙向信道質(zhì)量評估結(jié)果組合建鏈頻率優(yōu)選集，選擇最合適的鏈路采用三次握手的方式進(jìn)行建鏈。快速建鏈流程如圖13 所示。

圖13 快速建鏈流程

圖13 中，主呼方發(fā)送建鏈PDU，并等待應(yīng)答。被呼方收到建鏈PDU 后，根據(jù)臺站狀態(tài)選擇是否發(fā)送握手PDU。若主呼方收到握手PDU，則發(fā)送確認(rèn)PDU，引導(dǎo)雙方完成通信鏈路的建立；否則，認(rèn)為建鏈?zhǔn)　．?dāng)本次建鏈?zhǔn)r(shí)，可從次建鏈信道上繼續(xù)發(fā)起建鏈。

在3G-ALE 同步建鏈模式下[22]，臺站在每個(gè)信道上掃描偵聽的停留時(shí)間為5.4 s，并將這5.4 s 等分為6 個(gè)時(shí)隙，每個(gè)時(shí)隙的時(shí)間是900 ms。據(jù)實(shí)驗(yàn)和經(jīng)驗(yàn)表明，在10～600 s 范圍內(nèi)，電離層可認(rèn)為具備平穩(wěn)性。因此，總探測持續(xù)時(shí)間需要限制在600 s 內(nèi)，連續(xù)生成100 個(gè)通信探測一體化感知信號，其中每個(gè)信號之間無間隔，信號總長度為22.2 s。其中，電臺切換收發(fā)狀態(tài)時(shí)間為50 ms，建鏈PDU、握手PDU以及確認(rèn)PDU 占用時(shí)間的均為222 ms。在當(dāng)前建鏈信道為可通信道時(shí)，建鏈所需時(shí)間為0.816 s。

3 實(shí)驗(yàn)與仿真

3.1 短波數(shù)字信道化接收機(jī)仿真分析

本文仿真中使用的短波信道參數(shù)參照中緯度惡劣短波信道建議參數(shù)，即傳播路徑為2 條。2 條路徑的相對時(shí)延為2 ms，多普勒擴(kuò)展均為1 Hz，多普勒頻率偏移均為1 Hz。本文所有仿真中使用的信號為2.3 節(jié)中設(shè)計(jì)的通信探測一體化信號。后文所有仿真將不再對所使用信號和短波信道參數(shù)進(jìn)行贅述。

首先對本文設(shè)計(jì)的短波數(shù)字信道化接收機(jī)進(jìn)行仿真驗(yàn)證，分別在中心頻率為14.532 MHz、14.556 MHz、14.868 MHz、14.892 MHz、14.916 MHz、14.940 MHz上生成6 個(gè)發(fā)送信號，其中心頻率對應(yīng)第一級信道化后的第16子信道，第二級信道化后的第481、482、495～498 子信道。在無噪聲的情況下，對仿真信號添加隨機(jī)時(shí)延，經(jīng)短波數(shù)字信道化接收機(jī)接收處理后的信號時(shí)頻如圖14 所示。

圖14 經(jīng)短波數(shù)字信道化接收機(jī)接收處理后的信號時(shí)頻

通過圖14 可以觀察到，經(jīng)短波數(shù)字信道化接收機(jī)接收處理后，在相應(yīng)的子信道上能夠準(zhǔn)確接收到通信探測一體化信號，驗(yàn)證了本文所設(shè)計(jì)的短波數(shù)字信道化接收機(jī)的正確性。

接下來，對快速建鏈系統(tǒng)的接收性能進(jìn)行仿真分析，4 種仿真情形如表1 所示。

表1 仿真情形

將已編碼的信息正確恢復(fù)為原信息的百分比稱為譯碼正確率。檢測捕獲目標(biāo)信號，并實(shí)現(xiàn)收發(fā)端的同步的比例稱為同步捕獲率。在低信噪比條件下，對4 種仿真情形的同步捕獲率和譯碼正確率進(jìn)行仿真，實(shí)驗(yàn)仿真時(shí)每個(gè)信噪比下進(jìn)行蒙特卡羅實(shí)驗(yàn)的次數(shù)為1 000 次，結(jié)果如圖15 所示。

圖15 低信噪比下的同步捕獲率和譯碼正確率

從圖15 中可以看出，當(dāng)信號經(jīng)過加性白高斯噪聲（AWGN）信道時(shí)，使用短波數(shù)字信道化接收機(jī)可以大大提升在低信噪比下的同步捕獲概率和譯碼正確率。當(dāng)信號經(jīng)過短波信道時(shí)，雖然其接收性能有所下降，但使用短波數(shù)字信道化接收機(jī)依然可以提升接收性能。信道化結(jié)構(gòu)能夠有效抑制子信道帶寬外的噪聲并提升信號的信噪比，且本文使用的多級信道化相比單級信道化能適應(yīng)更低的信噪比。

在仿真情形1 條件下，觀察在信噪比為-12 dB時(shí)每個(gè)子信道接收數(shù)據(jù)信息的誤碼率，如圖16 所示。

從圖16 中可以看出，部分子信道的誤碼率要明顯高于其他子信道。這是由于數(shù)字下變頻和第一級信道化劃分過程中使用的原型低通濾波器并不是理想的，其存在的過渡帶會造成這些子信道的信號發(fā)生衰減，從而影響這些子信道在低信噪比情況下的接收性能。按照上述信道化濾波器結(jié)構(gòu)帶來的影響，將子信道劃分為3 個(gè)區(qū)域，如表2 所示。

圖16 信噪比為-12 dB 時(shí)每個(gè)子信道與誤碼率的關(guān)系

表2 子信道劃分

在仿真情形1 條件下，按照表2 所示的子信道劃分方式將3 個(gè)區(qū)域的誤碼率進(jìn)一步融合，觀察不同區(qū)域子信道誤碼率隨信噪比的變化關(guān)系，如圖17 所示。

圖17 不同區(qū)域子信道誤碼率與信噪比的變化關(guān)系

從圖17 中可以看出，在10-3級誤碼率時(shí)，處于區(qū)域C 的子信道較區(qū)域A 和區(qū)域B 信噪比改善分別約2.2 dB 和0.3 dB。處于區(qū)域C 的子信道在接收性能上要優(yōu)于其他2 個(gè)區(qū)域的子信道，其中處于區(qū)域A的子信道接收性能最差。當(dāng)信噪比小于-9 dB 時(shí)，優(yōu)先選擇區(qū)域C 的子信道作為接收子信道。當(dāng)信噪比大于-7 dB 時(shí)，3 個(gè)區(qū)域的誤碼率都到了可以接受的量級，都可以作為接收子信道。

3G 短波技術(shù)項(xiàng)目的目標(biāo)是創(chuàng)造出一種技術(shù)，它能在更低的信噪比下更快地建鏈，更有效地使用頻譜以使其支持更多的臺站和更重的流量負(fù)荷，鏈路建立和通信流量使用類似的調(diào)制解調(diào)器波形，并能有效地支持互聯(lián)網(wǎng)應(yīng)用。從定量上看，與2G-ALE 技術(shù)相比，3G-ALE 技術(shù)在3 個(gè)方面上獲得數(shù)量級的改進(jìn)：建立一個(gè)鏈路所需的信噪比降低10 dB，在一個(gè)網(wǎng)絡(luò)中容納的臺站數(shù)量是2G-ALE 網(wǎng)絡(luò)的10 倍，并且在網(wǎng)絡(luò)頻譜分配相同時(shí)數(shù)據(jù)通信的吞吐量提高10 倍。

按照2.5 節(jié)設(shè)計(jì)的快速建鏈流程，對快速建鏈方案的建鏈成功率與信噪比的關(guān)系進(jìn)行仿真分析。當(dāng)主、被呼雙方在建鏈流程中接收到的PDU 信號都正確時(shí)，代表本次建鏈成功。選取處于區(qū)域C 的第496 子信道作為建鏈信道，分別在AWGN 信道和短波信道下，對建鏈系統(tǒng)的建鏈成功率進(jìn)行仿真測試。統(tǒng)計(jì)本文快速建鏈方案建鏈成功率的仿真結(jié)果，并與3G-ALE指標(biāo)要求和文獻(xiàn)[4]方案進(jìn)行比較，仿真結(jié)果如圖18 所示。

從圖18 中可以看出，在AWGN 信道和短波信道下，本文快速建鏈方案的建鏈成功率均達(dá)到了3G-ALE 給出的指標(biāo)要求，且相較于文獻(xiàn)[4]方案，本文方案改善明顯。在AWGN 信道下，信噪比為-10 dB時(shí)即可保證90%的建鏈成功率。在短波信道下，信噪比為-3 dB 時(shí)即可保證80%的建鏈成功率。

圖18 建鏈成功率與信噪比的關(guān)系

3.2 信道參數(shù)估計(jì)性能仿真分析

3.1節(jié)中已經(jīng)對建鏈系統(tǒng)的同步捕獲性能做出了仿真分析，且多徑時(shí)延估計(jì)精度在可接受范圍內(nèi)，所以不再對多徑時(shí)延估計(jì)方法進(jìn)行性能仿真分析。

在短波數(shù)字信道化接收機(jī)接收條件下，對子信道分布與估計(jì)誤差之間的關(guān)系進(jìn)行實(shí)驗(yàn)仿真。在單徑、無衰落、無噪聲、頻偏值設(shè)定為5 Hz 的條件下，將發(fā)送信號經(jīng)短波數(shù)字信道化接收機(jī)接收并進(jìn)行頻偏估計(jì)。其中，頻偏估計(jì)步進(jìn)值fα設(shè)定為0.1 Hz。圖19 為320～704 子信道的頻偏估計(jì)絕對誤差仿真。

圖19 子信道頻偏估計(jì)絕對誤差

在481～544 子信道對應(yīng)的中心頻率點(diǎn)上同時(shí)生成發(fā)送信號，信號經(jīng)過短波信道后，使用短波數(shù)字信道化接收機(jī)接收并進(jìn)行信噪比估計(jì)。圖20 為481～544 子信道信噪比估計(jì)誤差。

圖20 481～544 子信道信噪比估計(jì)誤差

從圖20 中可以看出，區(qū)域C 子信道的頻偏估計(jì)絕對誤差為0.222 Hz，這是估計(jì)方法的固定誤差，可消除。位于區(qū)域B 子信道的頻偏估計(jì)絕對誤差大于位于區(qū)域C 的正常子信道。位于區(qū)域B 的481、512、513、544 子信道的信噪比估計(jì)值小于位于區(qū)域C 的正常子信道。從圖19 和圖20 可以看出，第一級信道化濾波器存在的過渡帶會影響區(qū)域B子信道的信道參數(shù)估計(jì)方法精度。同理，區(qū)域A 子信道的信道參數(shù)估計(jì)方法精度也會受到影響。

通過上述分析，為了較準(zhǔn)確地對信道參數(shù)估計(jì)方法有效性進(jìn)行仿真驗(yàn)證，選取位于區(qū)域C 的第496 子信道作為仿真子信道。

在單徑、無衰落、不同信噪比條件下，發(fā)送機(jī)選擇在區(qū)域C 的第496 子信道中心頻率點(diǎn)上生成發(fā)送信號，使用短波數(shù)字信道化接收機(jī)進(jìn)行接收處理，最后利用同步前導(dǎo)信號進(jìn)行頻偏估計(jì)。其中，頻偏值分別設(shè)定為5 Hz 和15 Hz，頻偏估計(jì)步進(jìn)值fα設(shè)定為0.1 Hz，每個(gè)信噪比進(jìn)行蒙特卡羅實(shí)驗(yàn)的次數(shù)為1 000 次，得到不同信噪比下的頻偏估計(jì)結(jié)果，如圖21 所示。

從圖21 中可以看出，在±0.5 Hz 以內(nèi)，隨著信噪比的減小，頻偏估計(jì)誤差范圍有所增大。在低信噪比條件下，頻偏估計(jì)誤差保持在±1.5 Hz，50%的估計(jì)誤差可以大約保持在±1 Hz，也可以有很好的估計(jì)精度。

圖21 不同信噪比下的頻偏估計(jì)結(jié)果

本節(jié)分別在AWGN 信道和短波信道條件下利用同步前導(dǎo)信號進(jìn)行信噪比估計(jì)。信噪比估計(jì)實(shí)驗(yàn)仿真分為以下4 種仿真情形，如表3 所示。

表3 信噪比估計(jì)實(shí)驗(yàn)仿真情形

短波信道條件下，接收機(jī)不對接收信號存在的頻偏進(jìn)行糾正，直接根據(jù)多徑時(shí)延差進(jìn)行信噪比估計(jì)。每個(gè)信噪比進(jìn)行蒙特卡羅實(shí)驗(yàn)的次數(shù)為1 000 次，信噪比估計(jì)結(jié)果如圖22 所示。

圖22 信噪比估計(jì)結(jié)果

從圖22 中可以看出，仿真情形3 和仿真情形4的估計(jì)結(jié)果較精確，在不使用短波數(shù)字信道化接收機(jī)進(jìn)行接收處理的情況下，信號無論是經(jīng)過AWGN信道還是短波信道都有良好的估計(jì)精度。本文信噪比估計(jì)實(shí)驗(yàn)仿真未將接收信號的頻偏進(jìn)行糾正，在仿真情形4 的仿真條件下，接收信號的多普勒頻率偏移值為1 Hz，信噪比估計(jì)方法也能保持良好的估計(jì)精度。仿真情形1 和仿真情形2 的估計(jì)結(jié)果要高于真實(shí)值，這是因?yàn)樾诺阑Y(jié)構(gòu)能夠通過有效抑制子信道帶寬外的噪聲來提升信號的信噪比。

對于信道化結(jié)構(gòu)存在的信噪比增益和過渡帶問題，可以根據(jù)子信道分布與估計(jì)誤差的關(guān)系，通過全網(wǎng)設(shè)備進(jìn)行預(yù)先約定，選取合適的子信道從而避開過渡帶問題。

3.3 實(shí)測驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文設(shè)計(jì)的快速建鏈方案在實(shí)際短波信道環(huán)境中的可行性，依托實(shí)驗(yàn)室現(xiàn)有測試場地，利用重慶郵電大學(xué)臺站和綦江臺站對快速建鏈方案進(jìn)行實(shí)測。本文實(shí)測采用的設(shè)備主要分為數(shù)字處理后端和射頻前端2 個(gè)部分。數(shù)字處理后端由短波數(shù)字信道化接收機(jī)、短波發(fā)射機(jī)和上位機(jī)控制端組成。射頻前端包括短波天線和短波功率放大器。其中，綦江臺站位于山地，重郵臺站位于城市區(qū)域，兩地之間直線距離約為100 km，地形條件以低山、丘陵為主。重郵臺站使用的是短波三線式倒V 天線，綦江臺站使用的是短波多模多饋天線。

重慶郵電大學(xué)臺站為主呼方，綦江臺站為被呼方，兩臺站的發(fā)射功率都設(shè)定為中功率（150 W）。測試時(shí)間從2022 年4 月12 日0:00 到2022 年4 月12 日23:59，進(jìn)行24 h 連續(xù)建鏈測試。歷史通信數(shù)據(jù)和長期頻率預(yù)測，選出的多個(gè)頻率點(diǎn)作為歷史頻率集。主呼方根據(jù)歷史頻率集與信道質(zhì)量評估結(jié)果組合建鏈頻率優(yōu)選集，每小時(shí)在建鏈頻率優(yōu)選集中選擇3 個(gè)頻率作為建鏈通信頻點(diǎn)。

每小時(shí)主呼方與被呼方依次在每個(gè)頻率上進(jìn)行10 次建鏈，總計(jì)進(jìn)行30 次建鏈。重郵—綦江24 h建鏈結(jié)果如圖23 所示。

雙向鏈路誤碼率是指重郵站a 給綦江站b 發(fā)送，綦江站收到數(shù)據(jù)的誤碼率；綦江站b 給重郵站a 發(fā)送，重郵站收到數(shù)據(jù)的誤碼率。從圖23 中可知，在04:00—08:59、17:00—20:59 這2 個(gè)時(shí)間段內(nèi)，建鏈成功率低于80%，誤碼率呈上下波動變化，這些時(shí)段正好處于晝夜交替和日出日落的時(shí)段，此時(shí)電離層擾動較大，會引起通信質(zhì)量的下降。在11:00—15:59 這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，建鏈成功率可以保持在90%以上，這是因?yàn)檫@個(gè)時(shí)段內(nèi)太陽輻射最強(qiáng)，電離層的電子密度達(dá)到一天中最大值，最高可用頻率也達(dá)到最高值，所以可以保持較高的建鏈成功率和較低的誤碼率。除了這些時(shí)段之外，其他時(shí)段內(nèi)的建鏈成功率也可以保持在80%以上。

圖23 重郵—綦江24 h 建鏈結(jié)果

對建鏈過程中的雙向鏈路信道參數(shù)估計(jì)結(jié)果進(jìn)行統(tǒng)計(jì)，信道質(zhì)量評估數(shù)據(jù)包括雙向鏈路的傳播路徑數(shù)目、多普勒頻率偏移和多普勒擴(kuò)展，分別如圖24～圖26 所示。

圖24 平均傳播路徑數(shù)目和平均多徑時(shí)延統(tǒng)計(jì)結(jié)果

圖25 多普勒頻率偏移統(tǒng)計(jì)結(jié)果

圖26 多普勒擴(kuò)展統(tǒng)計(jì)結(jié)果

從圖24 中可以看出，雙向鏈路的平均傳播路徑數(shù)目統(tǒng)計(jì)結(jié)果均分布在1.47～2 000，中值也基本一致，位于1.70 附近。重郵—綦江鏈路的平均多徑時(shí)延統(tǒng)計(jì)結(jié)果分布在0.847 7～2.311 5 ms，中值為1.692 9 ms，綦江—重郵鏈路的平均多徑時(shí)延統(tǒng)計(jì)結(jié)果分布在0.967 5～2.079 0ms，中值為1.661 5 ms。在05:00—07:59、17:00—18:59 和20:00—20:59 這幾個(gè)時(shí)間段內(nèi)，平均傳播路徑數(shù)目有明顯的突變，存在明顯的日變化規(guī)律，與建鏈結(jié)果的變化過程具有較高的一致性，軌跡基本重合。雙向鏈路的平均多徑時(shí)延變化較平穩(wěn)，不存在明顯的日變化規(guī)律。

從圖25 中可以看出，雙向鏈路的多普勒頻率偏移均分布在-2.137 8～-0.95 Hz，中值也基本一致，位于-1.5 Hz 附近。在日出時(shí)段，多普勒頻率偏移值有較大的突變，多普勒頻率偏移值從05:00—05:59時(shí)段的-1.5 Hz降低至06:00—06:59 時(shí)段的-1.9 Hz。同時(shí)，在日落時(shí)段也有明顯的突變。多普勒頻率偏移的日變化特性與建鏈結(jié)果的變化特性基本一致，在中午時(shí)段變化較平緩，在日出日落時(shí)段存在著較劇烈的變化。

從圖26 中可以看出，雙向鏈路的多普勒擴(kuò)展均分布在0.187 7 Hz～0.261 1 Hz，中值也基本一致，位于0.22 Hz 附近。在24 h 時(shí)段內(nèi)，多普勒擴(kuò)展的變化平穩(wěn)，不存在明顯的日變化規(guī)律。

將本文設(shè)計(jì)的LFM 波形與FT8、FT4 以及OFDM 波形的性能進(jìn)行對比。在通信性能方面，無論在AWGN 信道還是在ITU-R HF（MQ）中，本文設(shè)計(jì)的LFM 波形性能處于FT4 波形與OFDM 波形之間，其中FT8 波形性能最好，OFDM 性能最差。在傳輸速率方面，在2 種信道中，本文設(shè)計(jì)波形傳輸速率與FT8、FT4 波形相比明顯加快，和OFDM相比速率稍微減慢。在快速建鏈的過程中對傳輸速率有要求是必要的，代價(jià)是通信性能降低，但仍然能夠在實(shí)際短波信道環(huán)境傳輸。

綜上可得，在實(shí)際短波通信環(huán)境測試中，在當(dāng)前頻點(diǎn)發(fā)送信號，接收機(jī)會同時(shí)在相鄰幾個(gè)頻點(diǎn)內(nèi)捕獲多個(gè)信號。這種相鄰子信道產(chǎn)生干擾信號的現(xiàn)象會造成當(dāng)前建鏈請求的失敗，使實(shí)際測試中建鏈成功率偏低。信道參數(shù)估計(jì)方法實(shí)時(shí)估計(jì)表征信道質(zhì)量的各項(xiàng)參數(shù)數(shù)據(jù)，在復(fù)雜多變的短波通信環(huán)境中為建鏈信道的選擇提供合理可靠的決策支撐，提高系統(tǒng)的整體通信性能。

4 結(jié)束語

本文在傳統(tǒng)短波自動鏈路建立技術(shù)基礎(chǔ)上，結(jié)合數(shù)字信道化技術(shù)和信道參數(shù)估計(jì)方法，提出了一種短波數(shù)字信道化通信探測一體化快速建鏈方法，該方法能有效提高建鏈時(shí)效性、連通率和資源利用率。

針對傳統(tǒng)ALE 技術(shù)過度依賴長期預(yù)測數(shù)據(jù)、通信探測分離和信道掃描時(shí)間過長等問題，本文以3G-ALE 相關(guān)技術(shù)為原型，對快速建鏈方案進(jìn)行了改進(jìn)和優(yōu)化。充分利用短波數(shù)字信道化接收機(jī)的寬窗口并行接收能力，解決傳統(tǒng)建鏈系統(tǒng)信道掃描帶來的時(shí)效性不高的問題。為解決波形切換帶來的時(shí)間冗余，本文設(shè)計(jì)了一種基于LFM 信號的通信探測一體化感知波形，實(shí)現(xiàn)在探測信道質(zhì)量的同時(shí)對通信鏈路進(jìn)行維護(hù)。針對傳統(tǒng)ALE 技術(shù)中探通分離的缺點(diǎn)，本文采用了探測即建鏈的建鏈方案，保證持續(xù)可靠通信的同時(shí)，降低建鏈時(shí)間開銷。針對多普勒頻率偏移估計(jì)方法和信噪比估計(jì)方法存在的不足，本文提出了改進(jìn)方案，并給出了一種基于散射函數(shù)的信道參數(shù)估計(jì)方法。

最后對建鏈系統(tǒng)性能進(jìn)行了仿真分析，分析了信道化結(jié)構(gòu)對接收性能的影響，并將本文快速建鏈方案的建鏈成功率與其他建鏈方案進(jìn)行了比較。測試表明，本文快速建鏈方案在建鏈過程中計(jì)算量偏高，但計(jì)算并行度高，同時(shí)具備硬件加速；在實(shí)際應(yīng)用中計(jì)算量在可接受范圍內(nèi)。如果分別對比探測的性能或者通信的性能，本文設(shè)計(jì)方案性能并不是最優(yōu)。但本文方案基于通信探測一體化的感知波形可以最大限度地提高系統(tǒng)的集成度。仿真結(jié)果表明，信道化結(jié)構(gòu)能夠增強(qiáng)建鏈系統(tǒng)的接收性能，本文設(shè)計(jì)的快速建鏈方案在建鏈成功率上優(yōu)于傳統(tǒng)建鏈系統(tǒng)。信道化結(jié)構(gòu)對參數(shù)估計(jì)方法精度有一定的影響，但可以修正消除。通過與信道參數(shù)設(shè)定值相比，信道參數(shù)估計(jì)方法有較高的估計(jì)精度。最后通過現(xiàn)有測試臺站，進(jìn)行了重郵—綦江的實(shí)際快速建鏈方案測試，驗(yàn)證了該方法在真實(shí)信道環(huán)境的適用性。