基于信道化的Link16數據鏈信號對抗技術研究

彭茄恩，陳 韻，李仙法，石達寧，劉 建

（中國航天科工集團8511研究所，江蘇 南京 210007）

0 引言

Link16數據鏈是美國海空軍及北約部隊使用的一種新型戰術數據鏈系統，于1994年開始在美軍艦艇及飛機平臺投入使用。Link16數據鏈的設計使用理念基于Link4A、Link11數據鏈，但相比原有數據鏈，在技術與操作上有極大的更新迭代，增強了數據鏈系統的安全性與抗干擾性能，被稱為是一種“無法被干擾的數據鏈”［1］，在美軍歷來多次戰爭中發揮了重要的作用。因此，發展針對Link16數據鏈系統的電子對抗技術具有重要的軍事意義。

1 Link16數據鏈信號特征

Link16數據鏈采用時分復用（TDMA）工作方式，以時隙為單位分配給不同的作戰單位，相較于Link4A/11數據鏈，Link16不存在網絡系統的中心控制節點，極大地提升了Link16數據鏈的戰場生存能力［2］。Link16數據鏈物理基帶波形采用脈沖形式，在一個分配的時隙內共有129個脈沖，每個脈沖寬度為6.4 μs，脈沖重復周期為 13 μs，脈沖采用 32 位 M 序列進行（5，32）軟擴頻，調制方式為MSK調制。Link16數據幀格式包括抖動、同步、精確同步（TR）、報頭、數據段和傳輸保護6部分，Link16數據鏈系統工作頻段為960~1 215 MHz（Lx頻段），共有51個工作頻點，頻點間隔為 3 MHz，脈沖帶寬為 6 MHz［3-4］，Link16 數據鏈信號特征如圖1所示。

圖1 Link16數據鏈信號特征

Link16數據鏈采用較多的措施來提升系統的安全性與抗干擾能力，主要有：

1）擴跳結合

Link16數據鏈的每個脈沖均采用32位M序列進行MSK擴頻，且脈沖與脈沖之間采用跳頻，跳速為76 923 HOP/s，也即跳頻周期為 13 μs，但是每個頻點的駐留時間只有6.4 μs，給信號偵察截獲帶來很大的困難。

2）定時抖動［5］

Link16數據幀在其分配的時隙中存在定時抖動，抖動值在0~2.585 ms范圍內偽隨機變化，且同時信號傳輸存在時延，使得信號截獲方無法準確知道Link16信號的起始時刻，從而無法對Link16信號進行破譯或干擾。

3）數據加密［2］

Link16終端都具有加密機制，終端一次性加載2天加密變量，加密變量自動循環。Link16射頻波形根據當前時間的傳輸保密（TESC）加密變化，另一方面傳輸的消息本身也經過消息保密（MSEC）進行加密。Link16還對網絡參與組或者網絡進行隔離，以確保信息安全。

2 基于信道化的Link16信號偵收

2.1 數字信道化接收原理

數字信道化一般采用基于DFT的多項濾波器組的信道化濾波器技術，可以高效地實現數字信道化濾波器。通常，數字信道化是在數字正交下變頻后進行的，輸入是復信號x（n）。低通濾波器采用N階FIR濾波器，其響應為hLP（n），且抽取率K=D，則第k個信道濾波器輸出為：

令xp(m)=x(mD-p)，gp(m)=hLP(iK+p)，（p=0，1，2，…，K-1，L=N/K），則有：

定義x′p(m)=(xp(m)e-jωkmD)gp(m)，則：

設濾波器采用偶排列方式，將ωk=2πkD代入，得到：

由上式可以得到信道化濾波器的結構如圖2所示。

圖2 信道化濾波器結構設計

由于Link16信號每個跳頻頻點間隔3 MHz，每一跳信號的帶寬卻為6 MHz，無論如何設計信道化濾波器，總會存在有部分頻點處于信道交疊處，出現跨信道濾波，使得整個信號的能量被分散在2個信道當中，給后續的信號檢測、參數測量、信息解調等處理帶來困難。為了解決這一問題，在設計信道化濾波器時，一方面考慮設計信道間隔為6 MHz帶寬的倍數，確保將跳頻頻點的全部帶寬包含在內；另一方面采用A、B2個信道化濾波器組對Link16信號進行濾波，而A、B濾波器參數設計一致，唯一的不同是濾波器的中心頻點相差3 MHz，從而實現對3 MHz間隔頻點的覆蓋，最終在2組濾波器濾波后采用信道融合，同時關閉不使用頻段的信道，從而實現對Link16頻點的全覆蓋。

2.2 Link16信號判定

在實際使用中，真實空間電磁信號經過信道化濾波之后，出現在接收端的Link16信號必然夾雜著大量雜亂信號，因此必須對信道化濾波之后的信號進行類型判定，篩選出所需要的Link16信號脈沖，以減少后端處理的數據量。根據Link16信號特征設計信道化濾波器之后，將輸入信號按照Link16信號頻點進行分割，得到一個個窄帶信號或者脈沖，因此對于所得到的這些信號是否為Link16信號，以及分別為哪個信道輸出的頻點，都需要進行進一步驗證。根據Link16信號的先驗信息，如脈寬和調制方式來對得到的信號脈沖進行進一步的篩選，以提高信號的識別概率。本文通過3步進行驗證，首先測量截獲信號的脈寬，若脈寬不為6.4 μs則將其剔除；其次測量所得脈沖功率譜對稱度，若不對稱將其剔除；最后識別脈沖調制方式是否為MSK，若不是將其剔除，最終所得脈沖即為Link16脈沖信號，如圖3所示。

圖3 Link16信號檢測流程

2.3 差分相位Link16脈沖信號解調

Link16脈沖信號的調制方式為MSK調制，脈沖長度為6.4 μs，且相鄰脈沖之間存在頻率跳變，因此基于傳統的MSK解調方法已經不再適應于Link16 MSK脈沖信號的解調。從MSK調制方式的原理入手，可以發現MSK是采用連續相位不同頻率的載波信號來調制傳輸的比特信息，通過對Link16接收信號進行相位差分處理可以獲得信號頻率時間函數，從而直接獲得接收信號的頻率信息，即可對接收的MSK信號實現解調。截獲的Link16 MSK脈沖信號可描述為：

式中，A是信號幅度，w（t）是噪聲，一般建模成均值為零、方差為σ2的高斯白噪聲。經過數字化采樣與量化，可以得到MSK調制信號的瞬時相位為：

從式（7）可以看出，利用信號的相位差分處理，可以得到一個不隨時間變化的相位分量，這個相位分量攜帶了調制的比特信息αk，唯一對其產生影響的就是噪聲使得相位分量產生相位模糊，同時每個碼元的初始相位值φk會對相位產生相位模糊。因此，式（7）可以改寫為差分相位的形式為：

式中，PN（w）表示的是由噪聲產生的相位影響，式（8）反映出這樣一個事實，MSK調制信號通過相位差分算法之后，得到以載波頻率為中心，以四分之一碼速率為偏移的2個值，這2個值的變化規律即能夠反映出調制的基帶信號αk的變化規律，只是這個結果受到噪聲相位的影響，會產生相位的模糊［6-7］。

3 Link16信號干擾方法分析

由于Link16信號采用的擴跳結合的防截獲技術，同時具有76 923 HOP/s的高跳速，使得對Link16信號的干擾變得異常困難，下面對Link16信號的干擾方法加以分析。

1）寬帶阻塞式干擾

針對跳頻系統最為有效的干擾方式就是寬帶阻塞式干擾，在所有系統工作頻點都產生干擾信號，癱瘓整個系統。然而，Link16由于使用較寬的工作帶寬（255 MHz）和較多的工作頻點（51個），且終端的發射功率都較大（1 000 W），使得寬帶阻塞式干擾的效益下降。對通信系統的干擾需要干擾機具有一定的能量注入效率，即干擾信號的功率能夠有效進入到通信接收機內且維持一定的干擾信號功率比，考慮到Link16的擴跳結合機制所產生的至少25 dB接收增益，所需要的干擾機阻塞信號功率將達到幾百千瓦的量級，這樣干擾效率無疑是效能低下的。

2）跟蹤阻塞式干擾［8］

跟蹤阻塞式干擾是針對跳頻通信系統的一種高效率的干擾方式，其能夠實現有效跟蹤前提是干擾機能夠同步跟蹤跳頻信號的頻率變化速率，Link16信號76 923 HOP/s的跳速對干擾機的反應速度提出了很高的要求。同時干擾機在偵察系統的引導下實施對目標信號的干擾，因此偵察系統的反應速度也制約著干擾機的干擾性能。本文提出的Link16信號偵察由于采用信道化技術，對Link16工作頻點實現了實時高效的全概率接收，使得其引導干擾機實現跟蹤干擾成為可能。另一方面，如果對一個跳頻系統實施有效的跟蹤干擾，則最少需要干擾每一跳信號駐留時長的40%，因此，針對Link16信號駐留時長為6.4 μs，根據干擾橢圓所得干擾機與發射機接收機之間的有效的干擾距離為：

也就是說，干擾機如果要有效實施Link16信號的跟蹤阻塞干擾，必須抵近至Link16節點1.152 km范圍之內，這將極大的降低干擾機地生存概率，是不可接受的。

3）同步頻點阻塞式干擾

通過分析Link16信號數據幀格式可以發現，Link16在通信過程中存在一個同步過程，也即Link16節點必須正確接收16個同步脈沖信號才能轉入同步跟蹤狀態，且同步脈沖跳頻頻點為8個，同一網絡同步信號的跳頻圖案都是一致的，因此對Link16同步信號進行干擾的概率，相較于對其進行全頻帶阻塞式干擾，具有更大的實際意義與可實現性。一般認為Link16的8個同步頻點中，有5個或者5個以上收到干擾時，則Link16信號將不能建立有效的同步，進而不能建立通信。在此基礎上，Link16系統遭受到NJ個頻點的阻塞干擾而未能建立通信的概率函數可描述為：

通過仿真可以看出Link16信號同步丟失概率與同步頻點干擾數的關系：干擾頻點數目越多，其同步建立丟失的概率就越高。當Link16系統中超過20個頻點被干擾時，其數據幀建立同步的概率將低于85%，其具體對應關系如圖4所示。

圖4 Link16系統頻點干擾數與同步丟失概率的關系

4 仿真分析

對本文所提方法進行仿真驗證，信道化濾波器設計為子信道數為64，子信道帶寬為6 MHz，實現對Link16信號工作頻段的全覆蓋。圖5顯示的是在子信道信噪比SNR=15 dB條件下，對模擬的Link16信號進行偵察截獲的結果，為了能夠清楚地顯示Link16信號的時頻分布，仿真只顯示Link16信號前10個脈沖的結果。其中圖5（a）顯示的是模擬固定頻點（f=1 158 MHz）的 Link16信號的時頻分布，圖5（b）顯示的是在此條件下，對固定頻點Link16信號進行偵收的結果，反應出其時頻分布為一條直線；圖5（c）顯示的是模擬隨機跳頻的Link16信號的時頻分布，圖5（d）顯示的是在此條件下對Link16信號進行偵收的結果得到了Link16信號的跳頻圖案，跳頻圖案與時頻分布結果是能夠對應的。

圖5 Link16前10跳信號偵收結果（SNR=15 dB）

為了進一步驗證本文所提方法對Link16信號偵收的性能，采用蒙特卡洛方法對Link16脈沖信號的檢測進行仿真，通過仿真結果可以看出，當子信道的信噪比SNR=10 dB時，Link16脈沖信號檢測概率能夠達到99%，該結果基本逼近Link16信號接收檢測的極限性能，說明本文所提方法對Link16信號偵收具有有效性和可實現性。

圖6 Link16信號檢測概率

5 結束語

本文針對Link16數據鏈信號的時域頻域特征，采用信道化的方法將Link16工作頻段劃分成子信道處理，提升Link16信號處理增益，降低處理難度，實現了Link16信號全頻段全概率實時偵收；在此基礎上，討論多種Link16信號的干擾方法，根據Link16數據幀中的同步信號特點，利用干擾同步信道的方式對Link16信號實施干擾，具有良好的效果。總之，本文提出了一整套針對Link16數據鏈信號的電子戰方法，通過仿真驗證了其有效性與可行性，該方法具有較高的軍事應用價值。