一種寬帶無源雙平衡倍頻器MMIC的設計

郝志娟，白銀超，顏廷臣，王春燕

（1.中國電子科技集團公司 第十三研究所，河北 石家莊 050051；2.河北軌道運輸職業技術學院，河北 石家莊 050051）

0 引 言

隨著微波技術的發展，微波倍頻器廣泛用于通信、雷達等微波系統，是微波與毫米波通信領域中非常重要的電路之一。

高頻信號源可以通過2 種方式產生，一是直接使用高頻振蕩器產生，二是對低頻振蕩器的輸出頻率進行倍頻獲得。高頻振蕩器一般很難達到理想的相位噪聲，因此在實際應用中為了得到高性能且穩定的高頻微波信號，通常采用低頻振蕩器和倍頻器的組合實現[1-4］。無源倍頻器通常利用肖特基二極管的非線性特性實現信號的頻率變換。

文章設計的11 ～21 GHz 無源倍頻器單片微波集成電路(Monolithic Microwave Integrated Circuits，MMIC)，主要采用雙平衡方式，基于0.15 μm GaAs贗調制摻雜異質結場效應晶體管（Pseudomorphic High Electron Mobility Transistor，PHEMT）工藝平臺，設計加工并流片。利用超寬帶巴倫實現倍頻器的寬帶寬，通過相位相消技術，使信號的偶次諧波輸出，奇次諧波抑制，再經過輸出端巴倫合成所需的二次諧波信號，抑制更高次的偶次諧波，提高信號的頻譜純度。芯片中集成了放大器，當輸入功率為0 dBm，在整個工作頻段內，輸出功率均大于3 dBm，基波抑制度優于37 dB，三次諧波抑制度優于26 dB。該結構的倍頻電路可應用于多功能電路的一體化設計，改善系統性能，提升系統集成度。

1 雙平衡倍頻器的設計

1.1 雙平衡倍頻器的原理

雙平衡倍頻器的結構如圖1 所示，主要包括4個肖特基二極管、輸入端巴倫以及輸出端巴倫[5,6]。

圖1 雙平衡倍頻器原理

正弦信號通過4 個肖特基二極管構成了全波整流。電流在前半周時，使二極管D3、D2 正向偏置，使D1、D4 反向偏置，在后半周時則完全相反。單個二極管上的電流為

式中：is為反向飽和電流；v為二極管結兩端電壓；α=q/ηkT，q為電子電荷，η為理想因子，k為玻爾茲曼常數，T為絕對溫度。

輸入端的總電流為

輸出總電流為

式（3）和式（4）中，In(αv)是n階第二類修正貝塞爾函數，可以看出：輸出端則只有直流和偶次諧波分量，可以有效分離出偶次諧波，在不需額外加濾波器的情況下得到需要的偶次諧波[7,8]。

1.2 文章的倍頻器結構

文章采用的雙平衡倍頻器結構在圖1 結構的基礎上，加入了一個放大器，如圖2 所示。

國外，人們在上個世紀就開始認識到汽車車內空氣污染問題的嚴重性，各國紛紛制定相關政策法規加以約束。德國是最早關注車內污染并頒布相關法規政策的國家。美國在上世紀八九十年代曾連續出現多起因車內空氣污染致人死傷事件，因此美國把室內和車內空氣污染作為人類健康的五大危害之一。中國室內裝飾協會空氣監測中心曾經對200多輛汽車進行了車內空氣檢測實驗，其中90%的汽車都存在甲醛或者苯含量超標，多數超標都在五六倍，實驗顯示越是新車車內空氣污染超標越多。

圖2 加入放大器的雙平衡倍頻器原理

圖中：A1 為內部集成的放大器，工作頻率覆蓋11 ～21 GHz，增益大于15 dB，輸出功率大于13 dBm，電流為45 mA。

由于放大器的非線性，輸入信號經放大器A1 后產生f0的各次諧波，在②處的信號中含有頻率為f0，2f0，3f0，…等諧波信號。這些信號經過Balun1 后產生2 路等幅反相的信號，即在③和④處的信號，頻率為f0，3f0，5f0，…，（2n+1）f0的奇次諧波信號幅度相同，相位相差180°；而頻率為2f0，4f0，…，2nf0的偶次諧波信號幅度相同，相位相同。

經過二極管堆的非線性變換后，在⑤和⑥處的信號，頻率為f0，3f0，5f0，…，（2n+1）f0的奇次諧波信號幅度相同，相位相同；而頻率為2f0，4f0，…，2nf0的偶次諧波信號幅度相同，相位差180°。

經過輸出端的Balun2 后，幅度相同、相位相差180°的信號將被合成；幅度相同、相位相同的信號將被抵消。因此在輸出端，偶次諧波信號被合成；奇次諧波信號被抵消。最終優化了Balun2 的帶寬，有效抑制更高次諧波，得到所需的二次諧波信號。

文章所采用的結構優點在于利用相位相消，合成所需的諧波信號，而將不用的諧波信號進行抵消。

1.3 螺旋形Marchand 巴倫

文章難點主要是寬帶寬巴倫的設計。由于輸入/輸出頻率帶寬較寬，幅相平衡性良好的寬帶寬巴倫對倍頻器的性能提升至關重要。

常用的無源巴倫有變壓器巴倫、平行線巴倫以及Marchand 巴倫[9,10］。文章采用Marchand 巴倫，該巴倫可實現較寬的工作帶寬，電路尺寸和插入損耗較小。螺旋形Marchand 巴倫的基本結構如圖3 所示。

圖3 螺旋形Marchand 巴倫

1.4 肖特基二極管

肖特基二極管的特性主要由柵指和柵寬決定，柵指越多，柵寬越大，二極管的內阻越小，功率密度越大，倍頻器的插損越小，但會產生較大的寄生電容。因此，在毫米波頻段，為減少寄生效應，通常會選擇柵指和柵寬較小的二極管。本文倍頻器采用2 μm×15 μm 的肖特基二極管結構。

2 倍頻器的仿真設計及測試結果

2.1 倍頻器的仿真設計

基于設計思路和方法，文章采用0.15 μm 的GaAs pHEMT 成熟工藝，設計并流片一款工作于11 ～21 GHz 寬帶的無源倍頻器芯片。使用電磁仿真軟件的諧波平衡仿真控件，對倍頻電路的原理圖和版圖進行優化仿真設計，仿真原理如圖4 所示。

圖4 倍頻電路仿真原理

最終的版圖仿真曲線如圖5 所示，在11 ～21 GHz 頻率，輸入功率為0 dBm 時，二次諧波輸出功率大于5 dBm，基波抑制度大于35 dB，三次諧波抑制度大于25 dB，電路的靜態電流為45 mA，設計指標滿足要求。

圖5 倍頻器芯片的仿真曲線

2.2 倍頻器的實物展示及測試結果

文章的寬帶倍頻器輸入信號頻率為11 ～21 GHz，芯片的顯微照片如圖6 所示。

圖6 雙平衡倍頻器芯片顯微照片

電路經過工藝加工流片后，采用矢量網絡分析儀在探針臺對倍頻器芯片進行了在片測試。倍頻器芯片的實測曲線如圖7 所示。在整個工作頻段內，當輸入功率為0 dBm 時，二次諧波輸出功率大于5 dBm，輸出功率平坦度小于2.5 dB，基波抑制度可達37 dB以上，三次諧波抑制度可達26 dB 以上。

圖7 倍頻器芯片的測試曲線

將仿真曲線與實測曲線對比，發現實測的二次諧波輸出功率在高端比仿真值高2 dB，主要是由于倍頻前放大器的管子模型，實測比仿真增益曲線向高端偏移。基波抑制度的仿真和實測曲線變化趨勢基本一致；三次諧波抑制度實測曲線與仿真曲線的最差值一致，均為25 dB 以上，但曲線的趨勢不一致，后續考慮對該指標進行擬合，并對電路進行優化改版設計。

3 結 論

基于GaAs pHEMT 工藝平臺，采用pHEMT 工藝的肖特基二極管，設計了一款11 ～21 GHz 寬帶雙平衡倍頻器芯片。測試結果表明，該芯片在整個工作頻段范圍內，二次諧波輸出功率大于3 dBm，基波抑制度可達37 dB 以上，三次諧波抑制度可達26 dB 以上，可以滿足寬帶組件的使用要求。