L波段F類高效率載片式功率放大器設(shè)計

蔡偉劍,周井玉,王晨歌,王志宇,郁發(fā)新

(浙江大學(xué) 航空航天學(xué)院,杭州 310027)

射頻功率放大器作為通信、相控陣?yán)走_等系統(tǒng)中必不可缺的一個部分,其性能直接影響到整個系統(tǒng)的性能。功率放大器作為整個系統(tǒng)中最耗能的部分,提高功放的效率能夠更好地降低成本和改善系統(tǒng)的熱管理。常見的高效率功放有D類、E類和F/F-1類等功放。其中,E類功放雖然結(jié)構(gòu)簡單、效率高,但是存在漏極峰值電壓高、受工作頻率影響大和功率輸出能力低等缺點[1]。而F類功放是通過對輸出諧波的控制來提高效率,不存在頻率限制。同時,其兼顧了輸出功率和效率,并且漏極峰值電壓低,僅為2倍的漏極直流供電電壓[2]。因而,對F類功放的研究受到越來越多的關(guān)注。

在F類功放電路實現(xiàn)方面,大部分拓撲結(jié)構(gòu)使用微帶線來實現(xiàn)[3-8],雖然高頻性能較好,但是版圖面積大,不利于功放集成在小面積載片上。因此為了實現(xiàn)小尺寸功放,相較于微帶線拓撲結(jié)構(gòu),采用集總參數(shù)的拓撲結(jié)構(gòu)成為更好的選擇[9]。另一方面,可補償輸出電容的F類拓撲結(jié)構(gòu)已經(jīng)被廣泛應(yīng)用,但在內(nèi)匹配功放中,需要采用鍵合金絲來連接晶體管和輸出匹配電路,這引入了額外的輸出電感。其難以針對該輸出電感對二次/三次諧波阻抗進行補償,導(dǎo)致晶體管無法達到最佳輸出效率[10-13]。圖1所示為兩種常見的補償輸出電容和電感的集總參數(shù)拓撲結(jié)構(gòu)[12-14](Rp為晶體管等效輸出電阻;Cp為晶體管等效輸出電容;Lout為晶體管輸出電感)。為了消除基波匹配網(wǎng)絡(luò)對諧波的影響,這兩種結(jié)構(gòu)在基波匹配和諧波匹配網(wǎng)絡(luò)之間串聯(lián)一個諧振在二次諧波頻率處并聯(lián)LC諧振網(wǎng)絡(luò)。但是,這會增加電路中的元件個數(shù),使電路尺寸增大,不利于實現(xiàn)功放的小型化。

圖1 可補償輸出電容和電感的集總參數(shù)拓撲

針對上述兩種拓撲結(jié)構(gòu)調(diào)諧元件個數(shù)過多的問題,本文提出了一種緊湊型F類諧波調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)利用基波匹配網(wǎng)絡(luò)的高頻阻抗特性,僅引入一個LC串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò),降低電路的復(fù)雜度,實現(xiàn)對二次/三次諧波的控制以提高效率。基于該緊湊型諧波調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu),使用GaN HEMT管芯完成一款L波段高效率F類載片式功率放大器的設(shè)計。

1 電路理論

1.1 F類功率放大器原理

F類功率放大器通過控制漏極輸出偶次諧波開路和奇次諧波短路,使得晶體管漏極輸出電壓為方波,輸出電流為半正弦波,并且兩者在時域內(nèi)沒有交疊,如圖2所示。

圖2 F類功放漏極電壓電流波形

所以,F類功放理論上可以實現(xiàn)功放的100%漏極效率,其基波和n次諧波阻抗為

(1)

但是在實際設(shè)計過程中,處理越多的諧波意味著需要更復(fù)雜的結(jié)構(gòu)以及更多的電路損耗,不僅使設(shè)計難度增加,甚至還會降低設(shè)計功放的輸出效率[15]。Raab[16]研究表明,在只控制二次和三次諧波的情況下,理論效率就可以達到81.7%的水平。因此,綜合考慮設(shè)計的復(fù)雜度以及對效率的提升程度,本文只對二次和三次諧波進行處理。

圖3為本文提出的輸出匹配原理圖,由二次/三次諧波控制網(wǎng)絡(luò)和基波阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)組成,負載RL=50 Ω。因為本文采用內(nèi)匹配技術(shù)在銅-鉬-銅載片上實現(xiàn),輸出電感Lout不僅包括管芯的輸出寄生電感,還包括連接管芯和輸出匹配電路的鍵合金絲電感。諧波匹配網(wǎng)絡(luò)在基波頻率處可以等效為電容,使得基波阻抗在圖3中B點為容性阻抗,因此需要電感L4把該點的基波阻抗從復(fù)阻抗變換到實阻抗,同時L4也作為功放的供電線。由于本文設(shè)計的功放末級阻抗變換比約為1∶9,因此采用二階LC阻抗變換網(wǎng)絡(luò)作為基波阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)進行討論分析和設(shè)計。

1.2 基波匹配網(wǎng)絡(luò)對諧波匹配影響分析

圖4所示為基波匹配網(wǎng)絡(luò)原理圖。在B點基波阻抗被L4由復(fù)阻抗變換成實阻抗Rs。L2、C2、L3及C3組成二階LC阻抗變換網(wǎng)絡(luò),將基波阻抗匹配到50 Ω負載。實際設(shè)計時,考慮到阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的損耗、帶寬等問題,二階LC匹配網(wǎng)絡(luò)一般應(yīng)用在阻抗變換比為1∶5到1∶25之間的情況下。因此,下面選取Rs為2～10 Ω對二階LC阻抗變換網(wǎng)絡(luò)進行計算分析。

圖4 基波匹配網(wǎng)絡(luò)

對于基波,二階LC阻抗變換網(wǎng)絡(luò)是從Rs先變換到R1再到RL,當(dāng)兩次阻抗變換比相等時,滿足帶寬最優(yōu)條件[17],即

(2)

下面以最優(yōu)基波帶寬條件為例,定量分析基波匹配網(wǎng)絡(luò)對諧波匹配網(wǎng)絡(luò)的影響,并確定基波匹配網(wǎng)絡(luò)在諧波頻率處的阻抗初值范圍。此時,二階LC匹配網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因素Q為

(3)

式中ω0為基波角頻率。當(dāng)Rs和RL確定時,由式(2)、(3)可以計算得到L2、C2、L3和C3的值。二階LC匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗Z為

Z=jωL2+jωC2//(jωL3+jωC3//RL)

(4)

式中ω為角頻率。聯(lián)立式(2)～(4)得到以ω和Rs為自變量的Z的函數(shù)表達式。圖5為阻抗Z的實部和虛部隨ω/ω0和Rs變化的圖形。

圖5 二階LC匹配網(wǎng)絡(luò)

由圖5可以得到,對于二階LC阻抗變換網(wǎng)絡(luò),當(dāng)2 Ω≤Rs≤10 Ω時,盡管二次和三次諧波阻抗實部約等于0,但虛部不可忽略,滿足5.26≤imag(Z2f0)≤8.88,10.28≤imag(Z3f0)≤25.82。因而,在后續(xù)設(shè)計諧波匹配時,需引入基波匹配網(wǎng)絡(luò)對于諧波匹配的影響。

1.3 緊湊型諧波匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計

由基波匹配網(wǎng)絡(luò)對諧波匹配影響分析可以得到,在設(shè)計諧波匹配時,可將基波匹配網(wǎng)絡(luò)對于諧波匹配的影響等效為一段有限的到地電抗jX(ω),如圖6(a)所示。傳統(tǒng)諧波匹配電路通常除了引入圖6(a)所示串聯(lián)LC諧振結(jié)構(gòu)外,在基波匹配和諧波匹配網(wǎng)絡(luò)之間引入另一并聯(lián)LC諧振結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)可在二次諧波頻率處形成無窮大的諧振阻抗,以實現(xiàn)忽略串接的基波匹配網(wǎng)絡(luò)諧波阻抗對諧波匹配網(wǎng)絡(luò)的影響,但額外引入的并聯(lián)LC諧振結(jié)構(gòu)將顯著增加功放面積。本文為實現(xiàn)緊湊的諧波匹配電路,將有限的基波匹配網(wǎng)絡(luò)的諧波阻抗引入諧波匹配計算中,僅需圖6(a)所示的一組串聯(lián)LC諧振結(jié)構(gòu)即可實現(xiàn)良好的二次/三次諧波匹配。

圖6 諧波匹配網(wǎng)絡(luò)

如圖6(a)所示,在二次諧波頻率處,L1C1串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)需滿足和電抗jX并聯(lián)等效為電容C2,eq,如圖6(b)所示。且等效電容C2,eq滿足與Lout在二次諧波頻率串聯(lián)諧振,使得A點二次諧波阻抗為0,即

(5)

在三次諧波頻率處,L1C1串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)需滿足與電抗jX和Lout等效為電感L3,eq,如圖6(c)所示。且等效電感L3,eq滿足與Cp在三次諧波頻率并聯(lián)諧振,使得A點三次諧波阻抗為無窮大,即

(6)

聯(lián)立式(5)、(6)得到L1和C1的表達式:

(7)

(8)

其中:

Lout(4X1-6X2)ω0+3X1X2

β=(2Loutω0+X1)·

Lout(3X1-2X2)ω0+X1X2

X1、X2分別為圖5所示基波匹配網(wǎng)絡(luò)在二次諧波頻率和三次諧波頻率處的等效電抗。以本文設(shè)計為例,ω0=2πf0,f0=1.3 GHz,Cp=6.2 pF,X1=8 Ω,X2=19 Ω,計算得到L1和C1與Lout的關(guān)系如圖7所示。為了確保L1和C1有物理意義,即L1>0,C1>0,計算得到Lout<0.37 nH。

圖7 L1/C1與Lout關(guān)系曲線圖

由圖7可以發(fā)現(xiàn)基波匹配電路與諧波匹配電路在設(shè)計時互相影響。因此,在分別設(shè)計完諧波匹配網(wǎng)絡(luò)和基波匹配網(wǎng)絡(luò)后,需要根據(jù)實際設(shè)計要求對網(wǎng)絡(luò)進行微調(diào)優(yōu)化以得到更好的匹配結(jié)果。圖8展示了使用該結(jié)構(gòu)設(shè)計F類功率放大器的步驟。

圖8 F類放大器設(shè)計步驟

2 設(shè)計實例

2.1 管芯選擇

本文設(shè)計的功率放大器采用兩級放大結(jié)構(gòu),在1.18～1.42 GHz頻段下達到60～70 W的功率輸出。設(shè)計采用0.25 μm GaN HEMT工藝的管芯。該管芯在28 V漏極電壓條件下具有5 W/mm的功率密度。通過計算和考慮輸出損耗等因素,末級管芯和驅(qū)動級管芯分別選取16.3、2.5 mm柵寬的管芯。

在設(shè)計輸出匹配電路前,首先需要得到管芯輸出的最佳阻抗點。通過對管芯模型進行負載牽引仿真,得到了圖9所示的仿真結(jié)果。最佳效率負載阻抗為5.06+j*2.35,最佳功率負載阻抗為4.87+j*0。綜合考慮輸出功率和輸出效率,最終選取最佳負載阻抗為5.10+j*1.42。在該負載值下,管芯輸出效率為74%,輸出功率為49.1 dBm。晶體管大信號輸出時可以等效為圖10所示的RC并聯(lián)電路,由最佳負載阻抗5.10+j*1.42可以計算得到管芯輸出等效電阻Rp=5.5 Ω,輸出等效并聯(lián)電容Cp=6.2 pF。

圖9 16.3 mm管芯負載牽引結(jié)果

圖10 管芯輸出等效模型

2.2 匹配電路設(shè)計

圖11為末級輸出匹配原理圖。根據(jù)圖8展示的設(shè)計過程對輸出匹配進行設(shè)計。其中Rs≈Rp=5.5 Ω,Cp=6.20 pF。因此,由圖3選取X1=8 Ω,X2=19 Ω。通過仿真所需的金絲得到Lout≈0.13 nH,把上述各值代入到式(7)、(8)中,計算得到L1=0.38 nH,C1=7.67 pF。

圖11 輸出匹配原理圖

基波匹配電路中L4將基波阻抗從復(fù)阻抗變換為實阻抗,通過計算得到其值為1.33 nH。此時Rs≈5.1 Ω,通過式(2)、(3)計算得出二階LC阻抗變換網(wǎng)絡(luò)值。因為式(2)、(3)考慮的是最佳帶寬情況下的值,所以設(shè)計時需要根據(jù)帶寬、損耗等因素進行優(yōu)化。表1為優(yōu)化前、后二階LC阻抗變換網(wǎng)絡(luò)元件值。對優(yōu)化前、后的元件值進行小信號S參數(shù)仿真,得到圖12所示的對比圖。

表1 二階LC阻抗變換網(wǎng)絡(luò)元件值

圖12 優(yōu)化前、后輸出匹配響應(yīng)對比圖

將優(yōu)化后的匹配電路,替換成圖13所示的版圖。其中：電感由金絲和薄膜電路來實現(xiàn), 電容由分布型MIM電容和部分薄膜電路來實現(xiàn)。仿真末級輸出匹配版圖的小信號S參數(shù),在電流源端面得到圖14所示的響應(yīng)圖。從圖14可以觀察到二次諧波在短路點附近,三次諧波在開路點附近,符合F類功放的理論阻抗點。聯(lián)合輸出管芯進行諧波平衡仿真,得到圖15所示的晶體管電流源端面的輸出電流和電壓波形。

圖13 輸出匹配版圖

圖14 末級匹配響應(yīng)圖

圖15 1.3 GHz頻率下晶體管漏極電流源端面電壓電流波形

從圖15中可以得到,在1.3 GHz頻率處,晶體管電流源端面的電壓波形為方波,電流波形為半正弦波,說明晶體管工作在F類模式。

輸入匹配設(shè)計的目標(biāo)是在保證功率放大器穩(wěn)定下獲得最佳的功率增益。一般情況下,功率放大器在低頻時不穩(wěn)定,高頻時穩(wěn)定。最常用的方法就是在輸入匹配網(wǎng)絡(luò)中串聯(lián)RC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò),在保證高頻增益的同時提高穩(wěn)定性。因此RC穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)一定程度上也能提高放大器的增益平坦度。同時對于F類功放,輸入端的二次諧波短路會進一步提高功放的整體效率[18-19]。因此,本文在末級晶體管輸入端并聯(lián)一個串聯(lián)LC結(jié)構(gòu)使二次諧波短路。在對LC取值時,不僅需要考慮諧振網(wǎng)絡(luò)的帶寬,還需要考慮對基波阻抗匹配的影響。綜合考慮下,選取C=4 pF,L=0.8 nH。

最終設(shè)計了一個兩級F類功率放大器,整體原理圖如圖16所示。

圖16 F類L波段功率放大器原理圖

3 實物制作與測試結(jié)果

圖17所示為載片式內(nèi)匹配功率放大器的實物圖。其中,載片采用銅-鉬-銅材料,該材料的熱膨脹系數(shù)和GaN管芯的襯底材料SiC接近,且其熱導(dǎo)率高,具備良好的散熱性能[20]。末級匹配電路功率高且對損耗要求大,所以采用損耗低的薄膜電路和分布型MIM電容。而輸入級和中間級匹配電路的功率低且對損耗要求不大,所以采用集成度高但是損耗偏大的IPD工藝來減小面積。充分利用各個工藝的優(yōu)勢,同時末級電路采用了本文提出的緊湊型F類調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)來減小面積。最終,整個功放采用內(nèi)匹配技術(shù)集成到尺寸僅為7 mm×8 mm的載片上,滿足高功率的同時實現(xiàn)了功放的小型化。

圖17 F類載片功率放大器照片

通過微組裝工藝對功放進行裝配,GaN HEMT管芯采用Au80%Sn20%金錫焊料燒結(jié),其余采用導(dǎo)電膠黏結(jié)到載片上。通過鍵合金絲,將電路各個部分連接到一起。

裝配完成后,對功放進行脈沖測試。測試條件:脈沖條件為100 us脈寬長度,10%占空比;漏極直流供電電壓VDS=28 V;柵極供電電壓VGS=-2.5 V。圖18為功放測試系統(tǒng)照片。該測試系統(tǒng)由直流電源、自制脈沖調(diào)試板、函數(shù)信號發(fā)生器、射頻信號源、霍爾探頭、霍爾電源、臺式萬用表、衰減器、耦合器、頻譜儀和功率計組成。儀器具體信號見表2。圖19為測試系統(tǒng)框圖。函數(shù)信號發(fā)生器生成100 us脈寬長度、10%占空比的脈沖波信號同時輸入脈沖調(diào)制板和射頻信號源,使得功放的漏極供電脈沖和射頻信號輸入功率同步。臺式萬用表讀取由霍爾探頭獲取的漏極電流信息。校準(zhǔn)測試系統(tǒng)后,對功率放大器進行測試。

表2 儀器型號

圖18 功放測試系統(tǒng)照片

圖19 功放測試系統(tǒng)框圖

圖20為輸入功率Pin=21 dBm時,1.3 GHz處輸出功率的頻譜圖。從圖中可以看出二次和三次諧波得到很好的控制,二次諧波抑制比為54.6 dBc、三次諧波抑制比為58.4 dBc,符合F類功放的設(shè)計。圖21為Pin=0～25 dBm時,1.3 GHz處的輸出功率Pout、功率附加效率PAE和功率增益Gain。當(dāng)Pin=22 dBm時,Pout=48.44 dBm,PAE=62.7%,Gain=26.4 dB。

圖20 1.3 GHz輸出頻譜圖

圖21 1.3 GHz處的輸出功率、PAE和增益

圖22為Pin=22 dBm時,1.18～1.42 GHz頻帶內(nèi)的輸出功率、功率附加效率和功率增益的諧波平衡仿真值和實測值。從圖中可以看出,在1.18～1.42 GHz頻帶內(nèi), Pout為48.12～48.45 dBm,PAE為61%～63%,Gain>26 dB,達到了設(shè)計要求。

圖22 大信號性能測試結(jié)果與仿真結(jié)果對比

表3為設(shè)計的功放與近幾年國內(nèi)、外發(fā)表的頻率相近的功率放大器的性能指標(biāo)的對比情況。由表中可以得到,本文設(shè)計的功放單位面積輸出功率高。通過比對品質(zhì)因素(Figure of merit,FoM)[21],本文設(shè)計的功放具有較優(yōu)的性能。其中,FoM1為不考慮功放面積的品質(zhì)因素值;FoM2為考慮功放面積的品質(zhì)因素值。文獻[3]的輸出功率和PAE雖然優(yōu)于本文,但是在帶寬和增益方面劣于本文;文獻[4,22]帶寬優(yōu)于本文,但在功率和增益方面劣于本文;文獻[23]增益優(yōu)于本文,但輸出功率明顯小于本文設(shè)計;本文F類功放PAE明顯優(yōu)于文獻[24-27]所報道的功放。綜合比較,本文設(shè)計的功放面積小、功率高、效率高和增益高的優(yōu)點。

表3 L波段功率放大器性能對比

4 結(jié) 論

1)本文基于現(xiàn)有F類功率放大器拓撲結(jié)構(gòu),通過分析基波匹配網(wǎng)絡(luò)對于諧波匹配的影響,提出了一種緊湊型F類集總拓撲結(jié)構(gòu)。該拓撲結(jié)構(gòu)結(jié)合基波匹配網(wǎng)絡(luò)的高頻阻抗特性,僅引入一個LC調(diào)諧網(wǎng)絡(luò),即可實現(xiàn)對輸出二次/三次諧波的控制。

2)基于該結(jié)構(gòu),采用了0.25 μm GaN HEMT工藝的管芯設(shè)計了一款1.180～1.420 GHz高效率載片式功率放大器,并且通過內(nèi)匹配技術(shù)集成在7 mm×8 mm的銅-鉬-銅載片上。

3)測試結(jié)果表明,在18%的工作帶寬下,功率放大器的輸出功率大于48.1 dBm,功率附加效率大于61%,功率增益大于26 dB。本文為小型化高功率高效率載片式內(nèi)匹配功率放大器的設(shè)計提供了參考。