一種抑制數字接收機鏡像干擾的方法

郁金華

（南京電子技術研究所，江蘇南京 210039）

0 引 言

目前機載脈沖多普勒雷達的接收機通常采用超外差式直接數字中頻采樣接收機框架，其通過一次及以上模擬變頻濾波將輸入信號頻率變到一個比較合適的中頻上進行中頻采樣，具有中頻規劃性好、抗干擾能力強、鏡像抑制高的特點，并且通過數字下變頻后的同相和正交兩路數據的幅度和相位一致性指標高，鏡像抑制指標高，因此該接收機結構在實際工程中具有很大的優勢。

但實際工程設計過程中，綜合考慮A/D位數及采樣率、模擬中頻濾波器的可實現性，A/D 采樣往往采用帶通采樣方式，即采樣速率大于兩倍的信號帶寬，但小于信號的中心頻率。而帶通采樣對雷達中頻信號頻率帶寬及中頻抗混疊濾波器的設計要求很高，特別是濾波器的指標一般是連續波輸入信號的狀態下進行測試的，當輸入雷達信號為脈沖信號時，其鏡像抑制性能會變差［1］。

本文首先介紹了超外差式直接數字中頻采樣接收機的基本原理，分析得出了帶通采樣折疊引入鏡像干擾的原因，最后給出了對應解決措施。通過實際接收機改進試驗驗證結果表明:該解決措施可以有效抑制帶通采樣折疊引入鏡像干擾，具有較大的工程應用價值。

1 數字中頻采樣接收機

常規超外差式數字中頻采樣接收機的結構框架如圖1所示［2］。

回波信號由天線經低噪聲放大（LNA）、與本振（LO）混頻（MIXER）、中頻濾波（IF BPF）后的中頻信號可以表示為

式中，2A(t)為周期調制脈沖信號幅度，ωIF為輸入脈沖信號的角頻率。

A/D采樣后的信號可以表示為

式中，A(nTs)表示信號幅度，Ts表示采樣周期，n表示采樣時刻。

數字I/Q混頻之后的信號表示為

用復數形式可以將I/Q兩支路的數據表示為

2 脈沖邊沿鏡像干擾產生機理

當A/D 采樣后數字信號通過FIR 濾波器時，為簡化分析，假設數字低通濾波器的階數為4，且令濾波器系數h0=h1=h2=h3=1/4。當上述混頻之后的脈沖信號經過數字低通濾波器時:

1）當脈沖信號只有一個采樣點進入到濾波器時，忽略噪聲的影響，輸出為

可以發現此時輸出信號中的高頻部分沒有被抑制掉，相對于脈沖信號幅度，高頻信號的抑制度為

2）當脈沖信號有兩個采樣點進入到濾波器時，忽略噪聲的影響，輸出為

可以發現此時輸出信號中的高頻部分也沒有被抑制掉，相對于脈沖信號幅度，高頻信號的抑制度為

3）當脈沖信號有3 個采樣點進入到濾波器時，忽略噪聲的影響，輸出為

高頻信號的抑制度為

4）當脈沖信號有4 個及以上采樣點進入到濾波器時，此時濾波器完全濾波，忽略噪聲的影響，輸出為

數字低通濾波器能完全正常工作，對高頻信號的抑制度為

通過上述簡單系數分析計算的定性分析，對于常規超外差直接數字中頻采樣接收機，當脈沖信號邊沿進行數字濾波時，高頻信號抑制度有限。只有當脈沖信號完全進行數字濾波時，此時對高頻信號的抑制度才足夠大［3-4］。

利用Matlab 對普通脈沖調制信號進行仿真，其中信號周期為8 μs、脈寬為2 μs、中頻頻率為130 MHz。其頻譜圖如圖2所示。

圖2 普通脈沖調制信號的頻譜特性圖

通過仿真結果可以發現，連續波信號經過脈沖調制后，其頻譜分量被擴展，離中心頻率40 MHz處的調制信號與主信號功率差約-48 dBc/-52 dBc。

中頻模擬信號經過中頻帶通濾波器后，其遠端濾波器帶外的調制擴展頻率被抑制掉，但由于模擬濾波器存在過渡帶，同時考慮濾波器對脈沖信號前后沿抑制能力有限，因此實際輸入到A/D采樣電路的信號帶寬不應只考慮濾波器帶寬，而應該考慮矩形系數內的整個帶寬［5］。

脈沖調制信號經過帶通采樣后的頻域特性如下式所示:

式中，ω為角頻率范圍，Ts為采樣周期。可以發現經過帶通采樣后，信號頻譜特性主要有兩個特點:1）信號頻譜以采樣率為周期擴展；2）信號頻譜關于零頻對稱。如果采樣頻率fs=1/Ts為100 MHz，中頻頻率為130 MHz 的脈沖調制信號經過脈沖調制后的特性如圖3所示。

圖3 帶通采樣對頻譜折疊影響的特性圖

通過圖3 可以發現:當輸入信號為130 MHz 的普通脈沖調制信號時，其采樣折疊引入最近的鏡像干擾位于170 MHz 和70 MHz 處，而130 MHz 的脈沖調制信號自身對170 MHz 頻偏處的抑制度只有48 dBc，對70 MHz頻偏處的抑制度只有52 dBc。如果模擬帶通濾波器對170 MHz和70 MHz處的抑制度不夠，170 MHz 和70 MHz 處的鏡像干擾信號很容易落入帶內（主要是脈沖信號的前后沿）。根據前文的分析，數字濾波器對脈沖邊沿的高頻信號并不能產生較高的抑制度，所以經過采樣數字下變頻處理后便存在一個與基帶信號頻率相反的鏡像干擾信號，嚴重影響雷達對弱目標的檢測。

當機載脈沖多普勒雷達的回波信號的幅度起伏明顯時，輸入信號類似脈沖信號特性，信號的頻譜被調制擴展。當PD 體制雷達采用普通脈沖調制時，此鏡像干擾可通過信號處理強制剔除，但如果采用脈間多斜率等其他波形時，鏡像干擾的斜率與有用信號相反，導致鏡像干擾的頻譜被展寬，嚴重影響目標檢測。

3 抑制鏡像干擾的方法

根據第2節的分析，脈沖調制信號產生的脈沖邊沿鏡像干擾主要原因是脈沖調制信號在帶通采樣后，鏡像頻率落入數字濾波器帶內產生，其幅度與進入A/D 前的脈沖調制信號在最近鏡像頻率處的幅度成正比。此類鏡像干擾產生的機制是在模擬域和數字域共同作用下產生的。在數字域，如果要提高鏡頻抑制度應盡可能提高中頻采樣頻率。但在某些雷達應用場景，高采樣頻率意味著AD 的器件選型受限較大，往往達不到系統的瞬時動態需求。因此，在提高中頻采樣頻率的方法不能保證鏡頻抑制效果時，遂提出在模擬域利用中頻帶通濾波器降低此類鏡像干擾的措施。

對于典型的超外差接收機，中頻帶通濾波器主要作用是抑制混頻器產生的各種不需要的變頻頻率分量。此外在現代雷達接收機中，信號波形形式常常設計成線性調頻、非線性調頻或編碼形式的大時寬-帶寬積信號，然后在接收機或信號處理中用脈沖壓縮濾波器的方式使信號達到最佳匹配。因此中頻濾波器往往設計成比信號帶寬寬一些的矩形響應濾波器，為了防止信號失真，帶通濾波器必須具有良好的線性特性［6］。

因此通常在雷達接收機設計時對中頻帶通濾波器技術指標的考慮主要集中在1 dB 帶寬、帶內線性度、混頻雜散帶外抑制度等方面，忽略了對帶通采樣鏡像頻點抑制度的相關指標需求。以某雷達接收機樣機為例，中頻為130 MHz，最大信號帶寬為20 MHz，根據接收機鏈路設計初步選取了如表1所示的中頻濾波器。

表1 原選型中頻濾波器需求參數

利用該接收機樣機進行實際信號采樣仿真，參數配置如下:輸入信號為中頻130 MHz+10 kHz，采樣頻率為100 MHz，Tr周期為8 μs，脈寬為1.2 μs，噪聲只考慮通道熱噪聲，數據抽取率到20 MHz，根據距離門進行累加，距離門寬度為0.8 μs。圖4 為接收機A/D 采樣預處理后得到的時頻譜。由于表1 選型的中頻濾波器只對遠端的帶外抑制度提出了較高需求，而忽略了鏡像頻點處的抑制需求，可以發現預處理后在脈沖信號的兩個邊沿明顯出現鏡像干擾，鏡像抑制度只有50 dBc 左右。在實際雷達使用中，對于采用多斜率波形時，由于鏡像干擾與主信號的斜率相反，在信號處理進行去斜處理時會導致鏡像干擾無法去除，反而進行了展寬，對雷達檢測清晰區造成污染，降低了信噪比，嚴重影響雷達弱目標檢測能力。因此，理論上必須將此鏡像干擾幅度抑制到通道熱噪聲平均幅度以下，才能對雷達弱目標檢測不構成明顯影響。

圖4 常規數字中頻接收機預處理后的時頻譜

根據之前的分析，鏡像干擾抑制的關鍵節點可在中頻濾波器的鏡像頻點抑制度處提升。遂通過對中頻濾波器各項指標的權衡，在保證信號帶寬和線性相位度的前提下，著重提升濾波器鏡像頻點處的抑制度。如表2 和圖5 所示，著重提升兩個鏡像頻點處的抑制能力（達60 dBc以上）。

表2 新選型中頻濾波器需求參數

圖5 新選型中頻濾波器S參數測試圖

繼續利用原先的雷達接收機樣機進行采樣仿真，相關參數保持不變，圖6 為中頻濾波器改進過的接收機A/D采樣后預處理完成得到的時頻譜，可以發現鏡像干擾已經被完全抑制到通道熱噪聲以下，說明中頻濾波器的改進方案完全有效。

4 結束語

本文介紹和分析了常規數字中頻接收機在處理脈沖信號時脈沖邊沿鏡像干擾產生的原因。一般可通過選用高采樣頻率的A/D 器件在數字域得到優化改善。但在一些對瞬時動態要求較高的機載雷達應用場景中，對A/D器件的選型要求較為局限，位數較多的A/D器件往往采樣頻率并不能設置很高。于是提出了在設計數字中頻接收機鏈路時，著重對中頻帶通濾波器的設計需求提出新的關注點。通過某型接收機樣機的實際數據對比表明:在采用了帶通采樣鏡像頻率抑制中頻帶通濾波器后，很好地抑制了信號脈沖邊沿鏡像干擾的問題，具有較高的工程應用意義。