一種簡單可靠的正激開關電源設計

彭 洋

（中國空空導彈研究院，河南 洛陽 471000）

0 引 言

直流/直流（Direct Current/Direct Current，DC/DC）轉換器能夠將某一輸入的直流電轉換成需要的直流電，為各種電子設備提供電能。由于電子設備對供電的要求日益提高，除了要求DC/DC 轉換器輸出的電壓要穩定，還要求輸出功率大、體積小、效率高。為提高轉換效率，用金屬氧化物半導體場效應晶體管（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET）（以下簡稱MOS）代替二極管，稱為同步整流。目前，有2 種主要的整流管驅動方式，即外部驅動和自驅動。無論外部驅動還是自驅動，同步整流的MOS 管開關時序調整都比較復雜[1-4]。文章采用ADP1074 芯片，能夠簡化同步整流的設計，使復雜的時序調整環節和環路調試更加簡便。

1 同步整流+有源鉗位的正激式轉換器工作原理

有源鉗位技術可以用于解決變壓器磁復位問題，無須添加其他復位繞組，并且使得工作時的占空比可以大于0.5，適用于輸入電壓范圍較大的情況。同時，能夠將勵磁電感和漏感中的能量反饋回輸入端，從而降低開關管的開關損耗，提高轉換效率。鉗位電容可以將主開關MOS 管的電壓鉗位控制在一定范圍，保護MOS 管不被擊穿。同步整流+有源鉗位示意如圖1 所示。MOS 管又分為P 型金屬氧化物半導體（P Metal Oxide Semiconductor，PMOS）管和N 型金屬氧化物半導體（N Metal Oxide Semiconductor，NMOS）管，其中NMOS 管和PMOS 管的驅動信號有合適的死區時間，以防止二者同時導通[5,6]。

圖1 同步整流+有源鉗位示意

用MOS 管SR1和SR2替代二極管進行整流。一是MOS 管采用自驅動控制，當輸出電壓較低時，電路簡單可靠，但是當輸出電壓較高時，需要增加電路限制驅動信號幅度，避免擊穿MOS 管。二是MOS 管采用外部驅動，需要增加控制芯片，芯片輸入的時序信號來源又可以分為2 種：一種來自初級側的脈沖寬度調制（Pulse Width Modulation，PWM）信號，如LTC3900 芯片，使用變壓器繞組將初級信號耦合到次級，再由芯片輸出同步整流驅動信號；另一種來自次級側變壓器繞組，如STSR2 芯片，采集變壓器繞組同名端信號作為輸入。三是同步整流的MOS 管在次級增加一個繞組，通過繞組取得的信號驅動同步整流管。采取這3 種驅動方式，不僅會增加元器件的數量，而且會降低系統的可靠性，使得調試更加困難。

2 電路設計

2.1 PWM 芯片ADP1074

ADP1074 是一款具有電流模式、固定頻率、集成有源鉗位以及同步整流功能的正激式控制器，專為隔離式DC-DC 電源設計。亞德諾半導體技術（上海）有限公司將其獨有的磁隔離器集成于ADP1074，以省去在初級側與次級側之間傳輸信號的變壓器和光電耦合器。集成后的隔離器能夠降低系統設計的復雜性，減少器件數量，并增強轉換器的可靠性。ADP1074的初級側和次級側均集成了隔離器與MOS 驅動器，可以使電源系統設計更加緊湊，并在重負載工作時具有更高的效率。

ADP1074 控制器將5 kV 隔離器、初級控制電路以及次級控制電路集成于一個封裝。

集成的隔離器通過在隔離的2 端傳輸反饋信號，從而實現初級側和次級側的通信。這些信號包括同步整流器PWM 的反饋信號、電壓采樣信號以及時序信號等。

ADP1074 擁有多種強大的功能，包括輸入電流保護、欠壓保護（Under Voltage Lock Out，UVLO）、帶可調遲滯的精密使能、過溫保護（Over Temperature Protection，OTP）、 輕載模式（Light Load Mode，LLM）和跟蹤等功能。其引腳功能如表1 所示。

表1 ADP1074 引腳定義

2.2 次級側VDD2 供電電路

次級側供電電壓范圍為-0.3 ～42 V，當輸出電壓較大時，直接從變壓器繞組取電，電壓幅度容易超過額定值，導致芯片燒毀?？蛇x擇12 V 的穩壓二極管匹配較大耗散功率的三極管，對VDD2進行供電。

2.3 占空比的選擇

設計開關電源時，應選擇合適的占空比，當分別輸入最小電壓值和最大電壓值時，開關管電壓應力一致[6]。

輸出電壓Uo與輸入電壓Uin的關系為

式中：ton為每個周期導通時間；T為開關周期；D為占空比；N為變壓器匝比。

當輸入最小電壓和最大電壓時，輸出電壓應保持不變，關系式為

式中：Uinmax為最大輸入電壓；Uinmin為最小輸入電壓；Dmin為最小占空比；Dmax為最大占空比：

欲使開關管電壓應力相等，必須滿足如下條件

將Uinmin取17 V，Uinmax取36 V，并代入式（2）和式（3），可得Dmin=0.32，Dmax=0.68。

2.4 變壓器設計

文章設計的DC/DC 轉換器，單路功率為300 W，輸入電壓范圍在17 ～36 V，輸出電流為12 V/22 A，開關頻率為300 kHz。此外，匝比計算公式為

式中：Uf為同步整流管導通壓降。

當Uinmin取值17 V 時，由式（4）得到初次級的匝比N為0.96，取整數1。

考慮傳輸功率為300 W，可采用ED 型磁芯，磁芯面積乘積（Area Product，AP）值可使用AP 法計算，計算公式為

式中：Aw為磁芯的窗口面積；Ae為磁芯的截面積；Po為變壓器的輸出功率；η為轉換器所期望的效率；J為電流密度；K為窗口面積利用系數；f為變壓器的工作頻率；ΔB為磁通密度變化量。為增加一定的裕度，文章選擇ED32.5 型號的磁芯。

初級繞組匝數NP的計算公式為

NP取值為4 匝。

變壓器初次級匝比公式為

將N=1，NP=4 代入式（7），得出次級匝數Ns為4 匝。

2.5 主開關管的選擇

MOS 管的選擇原則是MOS 管承受的最大電壓和最大電流不超過額定電壓與額定電流值。同時，需要考慮MOS 管的導通速度和導通電阻，導通速度要盡可能快，導通電阻要盡可能小。

轉換器正常工作時，流過主開關管NMOS 的最大電流為

取Po=300 W，η=0.9，Uinmin=17 V，可得Imax約為19.6 A。

根據計算所得參數，可選用BSC093N15NS5 型號的主開關管，其最大漏極電流IDmax為87 A，最大漏源電壓UDS為150 V，最大導通電阻RDS(on),max為9.3 mΩ。

2.6 鉗位開關管的選擇

鉗位開關管選則P 型MOS 管，其所能承受的最大電壓計算公式為

式中：UPMOS為鉗位PMOS 管電壓，計算得到UPMOS=54 V。

流過鉗位開關管的電流通常很小，因此在選擇開關管時，導通電阻并不是最重要的因素。相反，柵極電荷的大小才是最需要考慮的因素。鉗位開關管選用IRF6217 型號的P 溝道MOS 管，其柵極電荷為9 nC，最大漏源電壓UDS為-150 V，最大導通電阻RDS(on),max為2.4 Ω，最大漏極電流IDmax為-0.7 A。

3 電路實物和測試結果

文章設計的基于ADP1074 控制器的正激式開關電源轉換器的外圍電路十分簡單，只要滿足初次級供電的要求，就可以順利輸出主開關管、鉗位開關管、整流管以及續流管的驅動波形。根據選用的開關管參數，通過調整死區時間得到穩定的輸出電壓。設計的轉換器效率曲線如圖2 所示。

圖2 轉換器效率曲線

由圖2 數據可知，基于ADP1074 控制器的正激式開關電源轉換器效率隨著電流的增加而升高并趨于穩定，最后效率在90%左右，實際效率較高。

4 結 語

基于PWM 控制器ADP1074，設計了一種新的轉換器，能夠在18 ～36 V 的輸入電壓下，產生12 V/260 W 的輸出，并且具有300 kHz 的開關頻率。該轉換器的實際效率高達90%，使得電路變得更加簡單和小巧，具有較為廣泛的應用前景。