C 波段無源雙平衡混頻器的設計與分析

杜興宇

（電子科技大學，四川成都，611731）

0 引言

混頻器是射頻收發系統中的重要組成部分，一般位于系統前端，在信號的收發過程中實現射頻信號和中頻信號間的相互轉換，其混頻特性的好壞以及線性指標的優劣對整個收發鏈路都有著很大影響。隨著無線通信技術的發展，對通信系統各部件的性能指標、生產成本等要求也越來越高，如今對混頻器的研究趨勢正在向高線性度和高集成度等方向發展[1]。雙平衡結構是如今應用最廣泛、實用性最強的混頻器類型之一，電路主要由平衡-非平衡轉換電路（巴倫）和串聯二極管環路組成，相較于其他傳統結構，雙平衡混頻器具有較寬的工作頻帶、較好的線性度以及很高的隔離度等優勢。本文選用穩懋0.15μm GaAs pHEMT 工藝套件，設計了一款工作在C波段的無源雙平衡混頻器芯片，在變頻損耗、隔離度和中頻帶寬以及1dB 壓縮點等主要指標較好的同時，將芯片面積控制在了1000μm×700μm 以內，實現了低成本的目標。

1 雙平衡混頻器工作原理

常見的混頻器結構包括單端混頻器、單平衡混頻器、雙平衡混頻器以及雙雙平衡混頻器等類型。其中雙平衡混頻器在保持高性能的前提下還能實現較低的成本，因此被廣泛使用。其電路拓撲結構如圖1 所示。

圖1 雙平衡混頻器原理圖

中間是由四個參數規格完全一致的二極管首尾連接形成的環路，通過二極管本身的非線性特性實現對輸入信號的混頻功能；兩側分別是射頻端和本振端的巴倫器件，用于實現由非平衡信號到平衡信號的轉換。轉換后的射頻信號和本振信號分別接入二極管環路中的四個對稱節點，經過混頻網絡作用后，產生的中頻信號由射頻端巴倫引出。整體結構高度對稱，因此該結構理論上信號端口間具有很高的隔離度[2]，能有效減少端口間信號竄擾的影響。

基于圖1 電路結構分析目標參量，射頻端輸入信號和本振端輸入信號分別表示為VRFcos(ωRFt)和VLOcos(ωLOt)。由非線性電路特性原理分析中頻輸出電流展開式為：

因此經過混頻網絡所產生的輸出信號中除目標下變頻分量 ωIF=ωLO-ωRF外，只包含奇次諧波的和差形式組合，而偶次諧波的組合分量被全部抵消[3]。

2 混頻電路設計

■2.1 二極管環路

混頻網絡中的二極管環路是電路實現其混頻功能的核心，并且混頻電路整體的變頻損耗也有很大一部分來自二極管元件，因此其規格參數選取非常重要。二極管所產生的變頻損耗可由下式計算。

其中PD表示變頻損耗，T表示元器件正常工作的一個時間周期，VF表示其導通壓降，iF表示其導通電流。當二極管柵寬越大時，積分項中V、i兩項的乘積就會越小，因此所產生的損耗也就越小，但當柵寬過大時則會引起頻段產生偏移量[4]，所以相關參數應當在合理的范圍內取值。本文所選用的二極管參數為：柵指數為4，柵寬為50μm。二極管模型如圖2 所示。

圖2 二極管參數

■2.2 巴倫的設計

巴倫是混頻網絡中實現由非平衡信號到平衡信號的轉換的器件，在雙平衡混頻器中將射頻信號和本振信號分別轉化為幅度值相等、相位相反的平衡信號，然后加載到二極管環路中的四個節點，實現混頻功能，巴倫器件的平衡特性以及插入損耗、歐姆損耗對混頻器的整體指標非常重要。常見的巴倫結構包括marchand 結構、平行線結構和變壓器式的結構，前兩種結構組成中都包括四分之一波長線，在頻段低時需要很大的面積尺寸，因此不適用于低成本設計。本文所采用的平面螺旋巴倫是基于變壓器式的結構，由兩組平行耦合的螺旋微帶線組成，具有寬帶、低損、節省面積以及耦合度高等特點。

影響巴倫性能指標及頻率特性的主要是其螺旋結構中的各項幾何參數，包括螺旋線的總長度、寬度、間距、線圈直徑和匝數。其中，螺旋線的總長度和巴倫的工作頻段有關，基本成反比例關系，因此在較低的頻段需要相對較長的耦合線，會增大線圈的歐姆損耗；線的寬度變窄也會增大線圈的歐姆損耗以及巴倫的插入損耗，但在一定程度上會增強線圈內部的耦合，而線寬太寬時由于趨膚效應的影響，又會增大插入損耗；線間距越小，線圈耦合度越高，插入損耗越低，因此最容易確定；線圈內徑加寬會導致耦合變弱，插入損耗變大，而變窄則會產生渦流損耗增大插損[5]。同時，這些幾何參數共同決定了螺旋結構的尺寸。巴倫器件的Q 值可以通過上述參數計算，近似為[6]：

其中，L為螺旋線的總長度，W為寬度，S為間距，D表示線圈內側直徑，N是線圈的匝數。

因此在設計巴倫各項尺寸參數時，除線間距應取所選設計工藝所允許的最小取值之外，其余參數需根據不同指標的優先級綜合考慮，選取最優值。

本文經仿真驗證后的巴倫尺寸參數為：線圈匝數N=4，寬度W=10μm，線間距S 為所選工藝PP15 允許的最小值5μm，內徑D=5mμ。本振巴倫的幅度及相位特性如圖3所示。

圖3 本振巴倫幅相特性曲線

射頻巴倫的幅度及相位特性如圖4 所示。

圖4 射頻巴倫幅相特性曲線

經仿真測試，本振端巴倫在中心頻率5.2GHz 處兩端口輸出信號間幅度差值為0.9dB，相位差值為180°，工作頻帶內幅度最大差值為1.1dB，相位最大差值為176°；射頻端巴倫在中心頻率5.2GHz 處兩端口輸出信號間幅度差值為1.5dB，相位差值為179°，工作頻帶內幅度最大差值為1.6dB，相位最大差值為177°。因此兩側巴倫在本設計4.5-6GHz 工作頻帶內均實現了較好的輸入信號等幅反相功能，符合混頻網絡信號對稱性要求。

3 仿真結果

本文選用WIN 的PP15-51 設計套件，混頻器芯片的整體版圖設計在ADS 仿真軟件中完成，由二極管環路、射頻和本振端巴倫、MIM 電容、地孔等部分組成，混頻器最終整體版圖如圖5 所示。

圖5 混頻器芯片整體版圖

左側、右側和下方三處PAD 分別為本振信號輸入端、射頻信號輸入端和中頻信號輸出端，芯片最終尺寸為1000μm×700μm，整體設計滿足該工藝drc 規則，可交付流片。

電磁場仿真環境設置為：射頻信號輸入功率為-30dBm，本振端由13dBm 電平驅動，中頻輸出頻率固定設置為0.1GHz，端接50Ω 負載。仿真測試結果如圖6～圖8 所示。

圖6 變頻損耗

圖7 隔離度

圖8 中頻帶寬

在4.5～6GHz 工作頻率范圍內，混頻網絡變頻損耗在6.8dB 以內，中心頻率5.2GHz 處變頻損耗為6.5dB。

在4.5～6GHz 工作頻率范圍內，本振端到射頻端隔離度大于40dB，最大可達到45dB；本振端到中頻端隔離度大于30dB，最大可達到32dB。

中頻輸出從DC 到2GHz 的范圍內，變頻損耗均在10dB 以下。7dB 變頻損耗對應的中頻信號輸出范圍為1GHz。

4 結論

本文基于雙平衡結構設計了一款工作在C 波段的無源混頻器芯片，通過內部功能模塊參數的優化實現了較好的混頻特性，經仿真測試，變頻損耗在帶內小于7dB，本振到射頻隔離度大于40dB，本振到中頻隔離度大于30dB，輸入1dB 壓縮點大于15dBm，驗證了設計的合理性和可行性。整體版圖尺寸較小，利于節省成本。在后續的研究中，可以選用不同結構巴倫進一步優化性能。