一種高集成度X波段八通道變頻收發組合的設計

張生春 郭 垚 王 潔 雷國忠 朱康生 閆興鋒 華根瑞

(西安電子工程研究所 西安 710100)

0 引言

隨著GaN功率器件性能不斷的提升以及Si、GaAs等多功能芯片集成度越來越高,越來越多的雷達探測或通信設備采用了有源相控陣天線陣形式,這不僅提高了雷達前端的性能,而且系統靈活性和可靠性也得到了提高[1-3]。

近年來,數字收發陣列工程化應用越來越多,L波段、S波段、C波段的數字收發陣列應用已經十分成熟[4-7]。但在X波段及以上頻率,因為天線陣列單元間距的縮小(X波段天線單元間距僅僅為14～18mm),實現數字收發陣列技術難度和制造成本會成倍增加。為了降低X波段數字陣列的技術難度和成本,雷達行業的先驅們提出了一種發射相位掃描構成模擬合成波束、接收通過陣列數字采樣構成數字波束形成(DBF:Digital Beam Forming)的雷達體制[8-12]。這體現了技術性能、技術難度和研制成本的一種平衡,使得這種發射相掃、接收DBF體制可以在雷達探測或通信設備進行更多更廣泛的應用。

接收DBF是指通過運用數字信號處理技術形成靈活的接收波束。接收DBF使得有源相控陣天線系統具備了靈活性和自適應能力,能夠較好地實現空域濾波和自適應抗干擾。接收DBF技術較之傳統相控陣射頻波束形成具諸多優點:第一,由于在每個接收通道的數字基帶上都保留了天線陣單元接收信號的全部信息,可以采用先進的數字信號處理理論和方法,對陣列信號進行多維處理以獲得波束的優良性能,可同時產生多個獨立的波束,波束控制更加靈活可變;第二,接收DBF每個通道都獨立接收,不進行單元間的模擬合成,故增加了接收陣面的動態范圍;第三,減少了波束駐留時間,可實現較高的數據率。

本文介紹了一種具有緊湊結構的高集成度X波段八通道變頻收發組合的設計方法,其可用于發射模擬相位掃描、接收DBF體制的一維有源相控陣雷達或通信設備中。其關鍵技術為2.5D緊湊結構構架、高集成SIP射頻封裝模塊和熱設計。與傳統收發組合相比,本文的設計方法具有體積小、集成度高、發射功率大、通道一致性好的特點,而且制造成本低,批量生產性和返修性好。

1 收發組合工作原理

收發組合工作原理如圖1所示。收發組合由射頻電路、中頻電路、控制檢測電路三部分組成。

圖1 收發組合工作原理框圖

射頻電路由前級驅動放大器、1分8功分網絡、收發開關、移相器、混頻器、驅動放大器、功率放大器、大功率開關、限幅器、低噪聲放大器等組成。中頻電路由90°電橋、帶通濾波器、放大器、溫補衰減器、數控衰減器、低通濾波器等組成?？刂茩z測電路由FPGA、功率檢測、溫度檢測、電壓電流檢測等電路組成。

發射工作時,來自頻綜的發射信號經前級驅動放大器放大后功分為8路,進入每個收發通道。數控移相器完成發射信號移相控制,驅動放大器完成信號驅動放大,末級功率放大器將信號飽和放大后經大功率開關后輸出至天線單元進行空間輻射。每個通道的發射信號經移相器完成相位控制后,在空間形成合成的波束。因此發射通道工作模式為通過相位掃描,在空間模擬合成波束的模式。

接收工作時,來自天線單元的接收信號經大功率開關和限幅器后由低噪聲放大器放大后,再經混頻器下變頻后變為中頻信號。中頻信號經90°電橋IQ合成后,再經濾波器、中頻放大、溫度補償、數控衰減、低通濾波后輸出給AD處理機。每個接收通道獨立接收,經AD采集后給信號處理機進行處理。因此,接收通道工作模式為數字接收模式,在數字域處理后形成多個波束的模式。

收發組合的發射信號與接收信號是分時的,在收發組合內部通過大功率開關實現發射輸出信號和接收輸入信號的切換,通過前級收發轉換開關實現發射信號和接收本振信號的切換。

收發組合的收發脈沖控制信號分別對發射和接收放大器進行電源調制實現收發電源控制,通過SPI串口信號控制每個通道的移相器實現發射信號相位控制功能,通過并行控制信號控制中頻數控衰減器實現接收信號的靈敏度時間控制(STC)。

收發組合通過內部設計完備的健康管理電路,可進行輸入射頻信號檢測、電源電壓電流檢測、溫度檢測、脈沖檢測等多種檢測,通過FPGA整合后經同步串口上報給雷達信號處理機,實現收發組合自我狀態檢測和自我保護功能。

2 收發組合詳細設計

2.1 收發組合組成構架

收發組合應用于一維X波段相控陣雷達,陣列單元排布為兩排線陣。收發組合通道間距17mm,輸入輸出口均為同軸接口,采用2.5D疊層集成方式。收發組合內部結構圖如圖2所示。

圖2 收發組合內部構架圖

收發組合采用疊層設計構架,將內部電路分為兩層,分別為射頻電路板和中頻電路板,采用垂直互聯將兩層電路板進行互聯。下層為射頻電路板,完成射頻電路收發放大和控制管理等功能;上層為中頻電路板,完成中頻電路放大器濾波等處理。上下層電路板之間為金屬支架層,其在支撐上層電路板的同時為下層射頻電路提供分腔結構。上層之間采用小型化SMP連接器實現中頻信號的垂直互聯。

2.5D的層疊構架設計,充分考慮了功能電路劃分、信號傳輸和散熱等問題,提高了集成度,減小結構尺寸和重量。

2.2 SIP射頻封裝模塊

在收發組合射頻電路設計中,將一定功能的射頻芯片和控制器件封裝在陶瓷密封管殼內構成SIP射頻功能模塊。SIP模塊的設計極大地提高射頻電路的集成度、通道一致性、批量生產性和可維修性。收發組合的射頻電路采用了三種SIP射頻模塊,分別為驅動放大模塊、混頻多功能模塊和前端放大模塊。

驅動放大模塊是一款中功率放大器模塊,內部集成功率放大器、漏極電源調制及柵壓調制電路?？商峁?0dB的功率增益和29dBm的飽和輸出功率,能夠完成發射激勵信號和本振信號的放大。驅動放大模塊的原理圖見圖3(a)所示。

圖3 三種射頻SIP模塊原理圖

混頻多功能模塊內部集成開關、移相器、混頻器、驅動放大器,以及串轉并、收發調制功能電路。發射通道可提供24dBm飽和輸出功率,接收通道可對接收信號進行鏡像抑制下變頻功能?；祛l多功能模塊的原理圖見圖3(b)所示。

前端放大模塊內部集成功率放大器、限幅低噪聲放大器、大功率開關,以及柵極驅動、漏極調制和開關驅動芯片。發射通道可提供44dBm飽和輸出功率,接收通道實現噪聲系數為2.5dB,增益為24dB的低噪聲放大,可通過開關控制實現發射和接收的自由切換。前端放大模塊的原理圖見圖3(c)所示。

三種SIP射頻模塊采用氣密等級的氧化鋁陶瓷封裝結構,引腳焊盤表面采用鎳鈀金工藝處理,底部可大面積接地,適用于回流焊安裝工藝。氧化鋁陶瓷封裝結構圖見圖4所示。三種SIP射頻模塊均由中國電科十三所設計制造。

圖4 氧化鋁陶瓷封裝結構

2.3 收發通道指標預算

1)發射通道

由圖1所示,發射通道由前級放大器、功分網絡、收發開關、移相器、驅動放大器、末級GaN功率放大器、GaN高功率開關組成。發射鏈路的關鍵器件為GaN高效率功放芯片和GaN高功率開關芯片。GaN功放芯片的飽和輸出功率45dBm,效率為55%。GaN開關芯片的典型插入損耗0.6～0.7dB。

收發組合發射鏈路功率增益預算如表1所示。

表1 收發組合發射鏈路預算表

發射輸入信號(9～11dBm),經輸入SMP接口后,可將前級放大器推至飽和輸出(29.5dBm),再經功分網絡、變頻放大模塊后,可將驅動放大器推至飽和輸出(25dBm),再經前端放大模塊飽和放大(44.8dBm),再經SMP接口(-0.3dB)后輸出,發射通道最終輸出功率為44.5dBm(28W)。發射通道的驅動放大器和功率放大器在28V直流電源下工作,工作電流為2.6A,則發射單通道脈沖峰值功耗為72.8W,發射通道效率為38.4%。

2)接收通道

由圖1所示,接收通道由PIN開關、限幅低噪聲放大器、混頻器、90°電橋、濾波器、中頻放大器、溫補衰減器、數控衰減器和低通濾波器等。接收鏈路的關鍵器件為限幅低噪聲放大器,噪聲系數2.0dB,增益26dB。

收發組合接收鏈路預算如表2所示。

表2 收發組合接收鏈路預算表

定義接收F為收發組合接收通道噪聲系數,則計算接收通道噪聲系數為

F(dB)=10×lg2.64=3.14(dB)

經計算收發組合接收噪聲系數3.14dB,接收通道增益為62.2dB。

白噪聲為-114dBm/MHz,接收中頻濾波器3dB帶寬為40MHz,噪聲系數為3.14dB。根據接收機靈敏度計算公式計算最小可檢測信號功率為

N=-114+10×log(B)+NF=
-114+10×log (40)+3.14=-94.84dBm。

接收通道增益為62.2dB,接收靈敏度為-94.84dBm,接收通道最大線性輸出功率為10dBm。

則噪聲功率PN=-94.84+62.2=-32.64dBm。

則接收通道動態范圍D=10-(-32.64)=42.64dB。

2.4 鏡頻抑制混頻電路設計

在接收下變頻電路設計中,鏡頻信號和主信號一起會隨著接收下變頻電路進入中頻電路中。為了濾除接收系統中鏡頻干擾和鏡頻噪聲,一般采用接收預選濾波和鏡頻抑制混頻兩種方法。由于預選濾波器增加了接收系統的插損,惡化噪聲系數,而且體積較大,往往在L波段、S波段等較低頻段的接收系統中使用。而在X波段、Ku波段中往往采用鏡像抑制混頻變頻電路。

圖5為本設計采用的鏡頻抑制原理圖,上邊帶為有用的射頻信號,下邊帶的鏡頻信號被抑制。下面進行鏡頻抑制原理分析。

圖5 鏡頻抑制原理

本振信號為

fLO(t)=ALOcos(ωLOt)

(1)

上邊帶接收信號為

fRFup(t)=ARFupcos(ωRFupt)
=ARFupcos[(ωLO+ωIF)t]

(2)

下邊帶接收信號為

fRFdown(t)=ARFdowncos(ωRFdownt)
=ARFdowncos[(ωLO-ωIF)t]

(3)

則A路混頻后的中頻信號為

(4)

(5)

同樣的,B路混頻后的中頻信號為

fB_up(t)=fLO(t)×fRFup(t)
=ALOcos(ωLOt)×ARFupcos[(ωLO+ωIF)t]
=0.5×ALOARFup{cos[(2ωLO+ωIF)t]+cos (ωIFt)}

(6)

fB_down(t)=fLO(t)×fRFdown(t)
=ALOcos(ωLOt)×ARFdowncos[(ωLO-ωIF)t]
=0.5×ALOARFdown{cos[(2ωLO-ωIF)t]+cos (ωIFt)}

(7)

由于2ωLO-ωIF和2ωLO+ωIF在中頻濾波器帶外,會被濾掉,則

(8)

(9)

fB_up′(t)=0.5×ALO×ARFup×cos(ωIFt)

(10)

fB_down′(t)=0.5×ALO×ARFdown×cos(ωIFt)

(11)

A、B信號經過電橋合成,其中A信號連接90°端口,B信號連接0°端口。

則上邊帶混頻、90°電橋合成后的中頻信號為

=ALO×ARFup×cos (ωIFt)

(12)

則下邊帶混頻、90°電橋合成后的中頻信號為

=-0.5×ALO×ARFdown×cos (ωIFt)+
0.5×ALO×ARFdown×cos(ωIFt)

=0

(13)

從以上詳細計算可以看出,上邊帶信號經兩路混頻后在90°電橋處進行了疊加,而下邊表信號與本振混頻后在90°電橋后進行了抵消。這樣上邊帶信號得以保留,而下邊帶信號被抑制。

2.5 熱設計

收發組合的有源器件包括收發前端放大模塊、混頻多功能模塊、前級驅動放大模塊、中頻放大器、控制和邏輯電路器件等,其中前端放大模塊內的GaN功率放大器是主要的發熱器件。計算各自的熱耗如表3所示,八通道收發組合在10%占空比工作下總熱耗為46.3W,其中收發放大器模塊的熱耗為33.6W。

表3 收發組合有源器件熱耗計算

熱設計主要考慮下層射頻電路板上的功率器件和上層中頻電路板上的小功率器件的散熱問題。其他器件功耗小,且分布比較均勻,熱傳導路徑短,在熱設計中可不做考慮。

收發組合的熱傳導剖面圖如圖6所示,功率器件貼裝在下層多層印制板上。由于多層印制板平均導熱系數僅為1～6W/m.K之間,不能將功率器件產生的熱量導走。為了解決印制板上功率器件的導熱問題,在印制板中嵌入銅塊(導熱系數為400W/m.K),這樣功率器件產生的熱量通過小銅塊快速導入組合殼體,再導入陣面液冷板上。為了使嵌銅處的印制板能和組合殼體有效接觸,在二者之間裝入0.1mm的銦片,使得嵌銅處的印制板局部范圍能接觸良好。

圖6 收發組合熱傳導圖

上層中頻電路板上的小功率器件功耗小,且分布比較均勻。其散熱通過中間的金屬隔墻導入下層組合殼體結構進行散熱。

建立下層結構的熱仿真模型如圖6所示,為了簡化仿真模型,上層中頻電路板產生的熱量和控制器件產生的熱量等效為下層兩塊均勻的熱源。

在高溫環境溫度為55℃時,液冷系統液體溫度為62℃,散熱冷板溫度預估為70℃。由圖7中建立的熱仿真圖可知,此工況下收發放大模塊的溫度為71.884℃,和液冷板溫度相比,溫升在4℃以內,符合GaN功率放大器可靠性工作的散熱要求。

圖7 收發組合熱仿真圖

3 收發組合測試結果分析

收發組合的射頻電路板和中頻電路板均采用成熟的SMT工藝進行裝配,然后將兩層電路板層疊地裝入金屬屏蔽殼體內。收發組合實物圖如圖8所示。

圖8 收發組合實物圖

收發組合的電氣性能實測結果如表4所示。在工作帶寬內發射功率≥26W,接收增益≥62.8dB,噪聲系數≤3.1,移相精度≤3.2°(RMS),主要技術參數均達到了設計指標要求。

表4 收發組合主要電氣性能測量結果

4 結束語

本文介紹了一種2.5D結構的X波段八通道變頻收發組合的設計,詳細地論述了收發組合的組成構架、收發通道指標預算、鏡頻抑制設計和熱設計。收發組合采用微波多層混壓板集成設計技術,以及2.5D層疊互聯技術,具有體積小、集成度高、通道一致性好的特點。測試結果表明,收發組合具有良好的電氣性能,可適用于X波段發射模擬相位掃描,接收數字合成的相控陣雷達。