考慮新型MMC 型統(tǒng)一潮流器改進前饋協(xié)調(diào)控制策略

廣東省機械技師學(xué)院 林鴻燕 胡元君

針對目前MMC 型UPFC 無法同時考慮精度、響應(yīng)速度和穩(wěn)定性等方面問題，提出了考慮新型MMC 型統(tǒng)一潮流器改進前饋協(xié)調(diào)控制策略。首先在分析MMC 型UPFC 結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，以二維運行平面圖及三維空間曲面圖為工具，對UPFC 主要構(gòu)成要素建立潮流模型，以確定各部功率運行范圍[1]；然后，建立兩個前饋控制模塊及必要的補償環(huán)節(jié)為基礎(chǔ)，提出適用于UPFC 串聯(lián)及并聯(lián)變換器的前饋協(xié)調(diào)控制策略，并在復(fù)頻域和時域中對其進行性能分析；最后，基于PSCAD 建立220kV 雙端系統(tǒng)模型進行仿真驗證，結(jié)果表明本文所提控制策略可在不同工況下有效提升系統(tǒng)的控制速度、穩(wěn)定性及精度。

為進一步提高電能傳輸能力及控制性能，基于IGBT的柔性交流輸電系統(tǒng)裝置(FACTS)發(fā)展十分迅速。其中，應(yīng)用最為廣泛的“統(tǒng)一潮流控制器(Unified Power Flow Controller，UPFC)”同時采用串聯(lián)控制和并聯(lián)控制，具備電壓調(diào)節(jié)、移相、阻抗補償以及綜合調(diào)節(jié)等功能，可快速、同步調(diào)節(jié)輸電線路上的有功功率與無功功率，提高電網(wǎng)輸電靈活性、穩(wěn)定性[2]。本文以實現(xiàn)系統(tǒng)高精度、穩(wěn)定性及迅速響應(yīng)效果為目標(biāo)，制定MMC 型UPFC 控制策略。

1 并聯(lián)變換器MMC1 前饋控制設(shè)計

為提高控制環(huán)穩(wěn)定性以及精度，基于電流內(nèi)環(huán)原理，設(shè)計兩個前饋控制環(huán)，且兩個前饋控制環(huán)分別與ish d軸分量和q軸分量相關(guān)。

1.1 ish d 軸分量前饋控制環(huán)

前饋輸入中包含具有恒定電壓Vdc，根據(jù)UPFC 工作原理中補償定律，在充分考慮傳輸過程中有功功率Ploss損耗情況下，獲得有功功率轉(zhuǎn)化方程式如式（1）所示:

有功功率損耗Ploss可反映Vdc波動，通過對PI 控制器分析推導(dǎo)ish參考值，獲得方程式如式（2）所示:

根據(jù)相量參數(shù)，對方程進行假設(shè)獲得如式（3）所示:

通過并聯(lián)變換器側(cè)電阻Rsh推導(dǎo)瞬時功率損耗得到如式（4）所示:

單相電感的瞬時功率如式（5）所示:

三相電抗器功率如式（6）所示:

計算并聯(lián)變換器注入直流側(cè)的瞬時功率如式（7）所示:

并聯(lián)變換器可提供的瞬時功率如式（8）所示:

根據(jù)能量守恒定律，推導(dǎo)并聯(lián)變換器傳遞有功功率平衡方程如式（9）所示:

對式（7）-式（9）進行結(jié)合，根據(jù)基爾霍夫電流定律得到電流平衡方程如式（10）所示:

電壓V1 由ishq分量決定，為保證V1 恒定，設(shè)ishq為恒定常數(shù)，ΔIsh=Δishd，推導(dǎo)出Vdc關(guān)于ishd分量傳遞函數(shù)表達式如式（12）所示:

當(dāng)傳遞函數(shù)零點、極點以及開環(huán)增益均為常數(shù)，零點只與并聯(lián)變換器輸入電阻相關(guān)，有利于電流內(nèi)環(huán)、電壓外環(huán)設(shè)計，如圖1 所示。

圖1 并聯(lián)變換器雙電壓控制環(huán)Fig.1 Dual voltage control loop for parallel converters

為便于設(shè)計，現(xiàn)將內(nèi)部電流控制環(huán)簡化為一階慣性環(huán)節(jié)，可得函數(shù)方程如式（13）所示:

由于電流內(nèi)環(huán)帶寬與基頻遠大于電壓外環(huán)參數(shù)，所以該簡化不會造成明誤差。

假設(shè)時間常數(shù)TIsh=L1/KIp，簡化設(shè)計獲得如圖1（b）所示，函數(shù)方程如式（14）所示:

對公式（14）進行進一步簡化，設(shè)KVp/KVI=Tp，KshV=KTKVI，Tp=Tshd，進行合并，獲得數(shù)學(xué)模型如式（15）所示:

閉環(huán)傳遞函數(shù)是典型的二階振蕩模型，按以上過程作相應(yīng)推導(dǎo)，得到如式（16）所示:

參數(shù)KshV、ωn代入計算得出結(jié)論:電壓前饋控制環(huán)性能與ishd有關(guān)。

1.2 關(guān)于ish q 軸分量前饋控制環(huán)

根據(jù)UPFC 結(jié)構(gòu)，獲得無功功率平衡方程如式（17）所示:

Q1s與Qsh分別代表發(fā)送端大宋無功功率和并聯(lián)變換器吸收無功功率，假設(shè)V1保持不變，在d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下進一步推導(dǎo)功率平衡方程如式（18）所示:

考慮存在Q2+QZr=Qr關(guān)系，可通過PI 控制器對接收端阻抗QZr無功功率損耗進行補償，而接收端Qr無功功率與通過PI 控制器ishq軸分量關(guān)系因素，故將其作為前饋控制輸入，如式（19）所示:

簡化獲得如圖2 所示。

圖2 并聯(lián)變換器單位反饋無功控制環(huán)Fig.2 Unit feedback reactive power control loop for parallel converters

假設(shè)KQP/KQI=TQf，消除一對零極點，獲得開環(huán)傳遞函數(shù)如式（20）所示:

閉環(huán)傳遞函數(shù)如式（21）所示:

前饋無功控制環(huán)性能與ishq有關(guān)，在前饋控制基礎(chǔ)上，可得并聯(lián)變換器控制策略。

2 串聯(lián)變換器MMC2 前饋控制環(huán)設(shè)計

2.1 V12 d 軸分量前饋控制環(huán)

根據(jù)基本控制策略，對與V12d軸分量和q軸分量相關(guān)前饋控制環(huán)進行設(shè)計。在d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下列出串聯(lián)側(cè)總線2 無功功率表達式如式（22）所示:

通常V1與Vr幅值及相位之間差值較小，由此可推導(dǎo)2V1-vrd＞＞vrq。考慮Q2的主要影響因素為v12，因此，通過控制v12來控制Q2較為可行。

Qsh無法實現(xiàn)無功功率Q12控制，且Qsh對Q2影響較大，Qsh對保持V1恒定起到?jīng)Q定性作用。因此，需尋求控制V1為v12d提供參考值的其他方案，如式（23）所示:

通過3/2 變換得d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓方程如式（24）所示:

根據(jù)式第一部分，設(shè)計V12d的PI 控制環(huán)如式（25）所示:

簡化獲得如圖3 所示。

圖3 串聯(lián)變換器單位反饋前饋控制環(huán)示意圖Fig.3 Schematic diagram of unit feedback feedforward control loop for series converter

2.2 關(guān)于V12 q 軸分量的前饋控制環(huán)

對V12q軸分量前饋控制環(huán)進行設(shè)計。經(jīng)過3/2 變換，一般情況下vrd＞＞vrq，與v12d相比，v12q變化對P2的影響更大，因此，選擇P2為v12q提供參考值更為合理、準(zhǔn)確。針對接收端阻抗Pzr有功損耗因素，采用PI 控制器進行補償，關(guān)系式為P2+Pzr=Pr，Pr代替P2，如式（26）所示:

依法推導(dǎo)v12q前饋控制環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)與閉環(huán)傳遞函數(shù)如式（27）、式（28）所示:

3 結(jié)語

通過對部分基本參數(shù)進行假設(shè)，完成控制策略的特性和性能分析，在正常作業(yè)環(huán)境下，為保證較好波形以及響應(yīng)速度，電流內(nèi)環(huán)阻尼系數(shù)應(yīng)保持在0.7071，且電壓外環(huán)基本頻率為314.159（該頻率與電網(wǎng)頻率相同），使控制器與交流電網(wǎng)間交互更加平順。