單天線全雙工通信系統的自干擾數字消除研究

云澤雨

(交通運輸部北海航海保障中心天津通信中心,天津 300451)

0 引言

全雙工技術作為實現更高頻譜效率的新興技術,與傳統的雙向半雙工相比,不僅提升了頻譜利用率,而且吞吐量也可提高兩倍[1]。由于全雙工系統的發射機和接收機采用相同的頻率,因此,從發射到接收過程中不可避免地對系統有自干擾影響。通常,自干擾抑制技術可以分為3類:傳播域隔離[2]、射頻(RF)域抑制[3]和數字域消除[4]。傳播域隔離采用天線方向性、路徑損耗、交叉極化和電平衡隔離器的組合來實現。RF域抑制則通過從接收機輸入中減去傳輸信號的處理副本來實現。數字域消除則通過數字濾波器將已知傳輸數據作為檢測器的輸入進行自干擾抑制。文獻[5]分析了發射機和接收機功率放大器(PA)的非線性影響。文獻[6]驗證了當發射機和接收機使用兩種不同的振蕩器時相位噪聲是阻礙自干擾消除的關鍵因素。單天線全雙工系統可實現50～60 dB的數字消除,有限的RF消除會導致接收機的RF和基帶(BB)非線性對自干擾信號產生更大的影響。

本文在綜合分析發射機和接收機同相/正交(IQ)不平衡、收發機硬件中的非線性失真、接收機噪聲系數以及同相/正交(IQ)混頻器的相位噪聲效應的基礎上,設計具有直接轉換結構的單天線全雙工通信系統的自干擾數字消除模型。重點分析發射機和接收機自干擾特征,提出適用于接收機鏈路RF和BB非線性的自干擾數字消除方法,采用正交三角(QR)分解法對設計矩陣進行正交化,從而減少數字消除誤差。通過波形模擬展示接收機RF和BB二階和三階非線性對RF消除剩余自干擾的影響。

1 全雙工收發機模型及自干擾特性

1.1 全雙工收發機模型

本文設計的具有直接轉換結構的單天線全雙工收發機詳細框圖見圖1。其中,PA為功率放大器,VGA為可變增益放大器,IQ混頻器為同相/正交混頻器,BBA為寬帶脈沖放大器,LPF為低通濾波器,BPF為帶通濾波器,LNA為低噪聲放大器,ADC為模擬數字轉換器,DAC為數字模擬轉換器,x[n]為線性自干擾信號,x(t)為DAC輸出端的數字信號,xIQ(t)為RF信號的上變頻,xPA(t)為PA非線性響應信號,d(t)為接收機的期望信號,r(t)為接收機輸入端的數字信號,rLNA(t)為LNA的輸出信號,rIQ(t)為下變頻信號,y[n]為ADC輸出端的數字信號。

圖1 單天線全雙工收發機模型

1.1 發射機的自干擾

在傳輸鏈路中,干擾主要來自IQ混頻器和功率放大器等RF前端硬件。當信號經過DAC后,轉換后的x(t)將同相(I)信號分量和正交(Q)信號分量通過LPF來抑制混疊干擾。I信號和Q信號發送至IQ混頻器用于上變頻到載波頻率。在IQ混頻器中,IQ不平衡對信號產生相位噪聲。假設γTx和λTx分別為線性和非線性信號分量的復增益,則RF信號的上變頻為

(1)

其中,

(2)

其中,ωc為RF信號的角中心頻率,θTx為隨機相位噪聲過程,(-)為復共軛。

在信號傳輸前,上變頻信號經過VGA和PA將信號的傳輸功率放大來滿足通信傳輸要求。由于接收機的LPF會將RF的偶數功率諧波截斷,因此,PA只考慮奇數階非線性項。假設VGA增益為βVGA,則基于Hammerstein非線性建模的PA非線性響應為

(3)

其中,p為非線性階數,f(t)為記憶多項式,*為線性卷積。βPA,1為線性增益,βPA,3為三階非線性失真增益。

由于PA輸出的三階失真的非線性最強,因此,本文只考慮三階失真,將非線性失真增益定義為

(4)

其中,βC,1為線性增益,n為任意組合C={PA,LNA,BB}的非線性階數。

在單天線系統中,從PA輸出的xPA(t)通過循環器傳送到天線,發射機輸出的數字信號將部分反射回接收機前端,假設αRF(t)和hch(t)分別是RF消除的脈沖響應和自干擾信號的多徑信道響應,則接收機輸入端的數字信號為

(5)

其中,

(6)

其中,d(t)和ηth(t)分別為接收機的期望信號和熱噪聲。

1.2 接收機的自干擾

數字信號r(t)經過LNA放大后,同樣使用Hammerstein模型對LNA非線性響應進行建模,本文只考慮接收機硬件對期望信號和噪聲的線性運算,則LNA的輸出信號為

(7)

其中,

c(t)=βLNA,1(d(t)+ηth(t))+ηLNA(t)

(8)

其中,ηLNA(t)為LNA的噪聲,q為非線性階數,βLNA,1和βLNA,q分別為LNA的線性增益和相應的第q階非線性失真增益。由于偶數階RF的LNA非線性可產生遠離LPF的頻率分量,因此,本文只考慮奇數階失真。

數字信號rLNA(t)經過IQ混頻器后,接收機的IQ混頻器將RF信號下變頻為基帶頻率,并使用LPF濾除高頻項。IQ混頻器會產生隨機相位噪聲θRx(t),在單天線全雙工系統中,發射機和接收機共享相同的振蕩器,從而產生共同的相位噪聲過程θ(t),則RF信號的下變頻為

rIQ(t)=sIQ(t)+c(t)

(9)

其中,sIQ(t)為IQ混頻器輸出的非線性噪聲增益。考慮到IQ不平衡的影響,接收機的IQ混頻器也會產生非線性分量信號,IQ混頻器輸出信號可以改寫為

(10)

其中,γRx和λRx分別為線性增益和非線性增益,ηIQ(t)為IQ混頻器的噪聲。

由于VGA和ADC也會給BB信號引入非線性和數字轉換偏移,因此,在考慮二階非線性的基礎上,復BB信號可以寫為

(11)

其中,m為非線性的階數,βBB,r和ηBB(t)分別為第m階基帶增益和BB分量噪聲。

在接收機鏈路的末端,ADC將模擬BB信號轉換為數字域信號。考慮到ADC產生的量化噪聲nq[n],則ADC輸出端的數字信號表示為

(12)

其中,ηT[n]為接收機的總噪聲,包括熱噪聲、接收機噪聲系數和量化噪聲。

2 自干擾信號的數字消除

為了對ADC輸出端的數字信號y[n]進行估計,提出適用于接收機鏈路RF和BB非線性的自干擾數字消除方法,并結合正交化方法確保估計精度。

Y=Ψw+d+η

(13)

其中,

(14)

其中,Ψ為設計矩陣,w為參數向量。

本文的目標是估計參數w,然后用于重構和消除檢測器輸入端的自干擾信號。因此,誤差向量定義為

(15)

(16)

(17)

令μ=Rw,則式(17)的最小化問題可以進行改寫并找到最小二乘解為

(18)

3 性能分析

3.1 模擬參數

利用圖1中建立的單天線全雙工收發機模型來進行波形模擬,模擬器采用MATLAB的基帶等效模型構建基于20 MHz正交頻分復用(OFDM)系統的波形模擬,在模擬IEEE802.11系統中,每個OFDM符號有64個子載波。波形和系統的參數,如表1所示。雙全工收發機系統的各硬件參數,如表2所示。

表1 波形和系統的參數

表2 全雙工收發機系統的各硬件參數

由于循環器作為直接自干擾分量和多個多徑分量可向接收機提供更強的泄漏信號,因此,本文將自干擾信道模擬為萊斯(Rician)衰落信道,并使用無線局域網(WLAN)數據包格式進行通信傳輸,其中每個數據包由120個OFDM符號組成。將8%的數據包作為訓練符號用于估計和消除自干擾,并使用1000次Monte Carlo模擬來計算平均消除性能。本文將循環器的隔離度設置為15 dB,用于隔離可變RF消除值以此顯示其對數字消除的影響。

3.2 自干擾消除性能和SINR分析

為了驗證本文所提出的自干擾數字消除方法對單天線雙全工通信系統的有效性,將本文方法與廣泛線性消除方法[7]、非線性消除方法[8]和級聯非線性消除方法[9]對單天線雙全工通信系統的自干擾消除性能進行比較。

對于不同的RF消除值,將本文提出的數字消除方法與其他方法進行自干擾消除性能比較。在不同RF消除值和總發射功率為25 dBm條件下,采用不同數字消除方法后的剩余自干擾功率比較,如圖2所示。

圖2 不同數字消除方法后的剩余自干擾功率比較

在圖2中,廣泛線性消除方法有20～45 dB的剩余自干擾功率,雖然非線性消除方法和級聯非線性消除方法可以大幅提高性能,但在RF消除值為50 dB時,剩余自干擾功率仍約為30 dB。本文提出的數字消除方法具有更好的性能,這是由于有限的RF消除會使接收機輸入端的自干擾信號功率更高,從而導致接收機鏈路中的硬件產生更強的非線性效應,并且本文方法中包含了接收機鏈路的二階和三階非線性,而其他方法只考慮了發射機的PA非線性,忽略了接收機鏈路的非線性失真。

在RF消除值為60 dB的條件下,對于不同的總發射功率,采用不同數字消除方法的信號與干擾噪聲比(SINR)比較,結果如圖3所示。

圖3 不同數字消除方法后的SINR比較

在圖3中,在計算SINR的過程中,由于循環器的隔離度為15 dB,因此,信號自然存在15 dB的SINR。非線性消除方法和廣泛線性消除方法分別將自干擾抑制到10～15 dBm的發射功率。雖然級聯非線性消除方法在較高發射功率情況下的性能優于非線性消除方法和廣泛線性消除方法,但由于存在過度擬合問題,在低發射功率情況下的估計誤差較大。本文提出的數字消除方法具有更好的性能,這是由于通過設計矩陣的正交化來消除過度擬合,從而減少了估計誤差。因此,本文提出的數字消除方法可對非線性接收機提供可靠且充分的抑制自干擾信號。

4 總結

由于單天線全雙工系統中的自干擾消除性能受到收發機鏈路中硬件的限制,本文設計了具有直接轉換結構的單天線全雙工收發機,對發射機和接收機自干擾特征進行了詳細建模,提出了適用于接收機鏈RF和基帶(BB)非線性的自干擾數字消除方法。利用QR分解法對設計矩陣進行正交化,從而減少估計誤差和消除誤差。未來的研究將致力于多進多出(MIMO)系統的自干擾建模和數字消除方法。