雙向隔離型AC-DC矩陣變換器的雙極性SVM調(diào)制分析

白文靜， 劉 杰， 寧鑫淼， 李 明， 李威臻

（三峽大學(xué) 電氣與新能源學(xué)院，湖北宜昌 443002）

0 引言

根據(jù)2022年全球電動汽車展望報告的預(yù)測，全球電動汽車存量將從2021 年的近1800 萬輛迅速增加到2030 年的2 億輛，年平均增長率超過30%，電動汽車成為“雙碳先鋒”。電動汽車快速充電樁是為電池提供能量的必要設(shè)備，是電動汽車推廣和應(yīng)用的關(guān)鍵基礎(chǔ)設(shè)施[1]。隨著新能源與電網(wǎng)的整合，研究滿足V2G 等高性能儲能技術(shù)的雙向變換器成為解決該問題的關(guān)鍵[2]。傳統(tǒng)的電動汽車充電樁由兩級拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)組成，前級通常是PFC 電路結(jié)構(gòu)，后級為DC-DC隔離變換器，兩級拓?fù)渚哂锌刂坪唵蔚膬?yōu)點[3]。然而，直流鏈路薄膜電容器增加了系統(tǒng)體積，降低了功率密度和可靠性。因此，無直流鏈電容的雙向隔離型AC-DC 矩陣變換器以其高效、緊湊、可靠性高、壽命長和寬范圍輸出電壓的優(yōu)點，成為電動汽車充電器的首選[3,4]。

雙向隔離型AC-DC 矩陣變換器的調(diào)制策略會顯著影響拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的效果。常見的調(diào)制方法有對稱雙線電壓調(diào)制法，其可實現(xiàn)交流側(cè)電流張正弦化，但占空比計算量大，對處理器的運算速度要求較高[5]；雙周期解耦空間矢量相移調(diào)制利用“解耦”思想生成所需驅(qū)動信號，但生成驅(qū)動波形需要大量計算[6]；空間矢量脈沖寬度調(diào)制（SVPWM）利用空間矢量切換實現(xiàn)開關(guān)管的控制，調(diào)制復(fù)雜度低，電壓利用率高且易于數(shù)字控制器實現(xiàn)，是目前最適合3-1MC 實現(xiàn)三相交流轉(zhuǎn)換至單相交流電的調(diào)制方法。

1 電路拓?fù)?/h2>

雙向隔離型AC-DC 矩陣變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示，該變換器主要由三相輸入濾波器、前級3-1矩陣變換器、高頻變壓器及后級全橋整流器、輸出濾波器組成。前級電路中的矩陣變換器由六只雙向開關(guān)組成，每只雙向開關(guān)Sxy由兩個MOSFET 單向可控開關(guān)S+xy和S-xy(x=a,b,c；y=p,n)反向串聯(lián)構(gòu)成，用于實現(xiàn)三相工頻交流電流變換成正負(fù)交替的單相高頻交流電流；高頻變壓器隔離前后級變換電路，實現(xiàn)升、降壓變換；輸出側(cè)經(jīng)全橋整流電路將高頻交流電壓轉(zhuǎn)換成直流電并為電池充電，可實現(xiàn)高頻交流電與直流電之間的雙向功率傳輸。

2 工作原理

圖1 中，三相交流電網(wǎng)電壓為usa、usb、usc，網(wǎng)側(cè)電流為isa、isb、isc，前級3-1 矩陣變換器的輸入電壓為ua、ub、uc，輸入電流為ia、ib、ic，Lf和Cf分別為輸入濾波電感電容，用于濾除高頻開關(guān)動作產(chǎn)生的高頻電流諧波，防止其注入電網(wǎng)造成擾動。3-1MC 輸出側(cè)經(jīng)過等效電感L（由3-1MC 串聯(lián)電感和高頻變壓器電感效應(yīng)產(chǎn)生的電感共同構(gòu)成）連接高頻變壓器一次側(cè)，電壓為up，電流為iL；高頻變壓器二次側(cè)連接后級全橋電路，二次電壓為us，電流為is；再經(jīng)過輸出L0和C0低通濾波電感電容，以保證直流側(cè)電壓電流平滑穩(wěn)定，連接電池，電池電壓為vb，電流為ib。

電網(wǎng)到車輛模式（G2V）時，變換器工作于整流模式，此時輸出側(cè)電感電流idc＞0。前級3-1MC 處于三相工頻交流電轉(zhuǎn)換成單相高頻交流電工作狀態(tài)，經(jīng)過高頻變壓器電氣隔離后傳輸給后級全橋電路，后級電路處于整流工作狀態(tài)，將單相交流電壓整流為直流電壓，濾波后向電池傳輸電能。此時，變壓器us和is二次側(cè)極性相同，由變壓器輸入輸出等量關(guān)系可知一次側(cè)up和iL極性也保持一致。

車輛到電網(wǎng)模式（V2G）時，變換器工作于逆變模式，此時輸出側(cè)電感電流idc＜0。電池作為直流電壓源，經(jīng)后級電路逆變，將直流電壓逆變?yōu)閱蜗喔哳l交流電壓，經(jīng)過高頻變壓器電氣隔離后傳輸給前級3-1MC，3-1MC 將單相高頻交流電轉(zhuǎn)換成三相工頻交流電，經(jīng)過網(wǎng)側(cè)濾波后反饋至電網(wǎng)。此時，變壓器us和is二次側(cè)極性相反，同樣一次側(cè)up和iL極性也相反。綜上所述，電感L0上的電流idc的極性與能量流動方向有關(guān)，因此，通過控制idc的方向可有效控制能量流動方向。

3 雙極性電流SVM調(diào)制

雙極性電流空間矢量調(diào)制將一個開關(guān)周期分為前、后兩個半周期，在前半周期，由相鄰兩個有效矢量和一個零矢量合成參考電流矢量；后半周期，由前半周期采用的兩個有效矢量的相反矢量及零矢量合成參考電流矢量，形成正負(fù)交替的高頻交流電壓[7-8]。

由于3-1MC 通過電壓源供電，要求滿足輸入端三相電源不短路，輸出端不斷路。因此在任意時刻，3-1MC 上橋臂和下橋臂的三個雙向開關(guān)應(yīng)各導(dǎo)通一個；另一方面，根據(jù)變壓器電感特性可知電流iL不會斷續(xù)，要求至少一個開關(guān)連接到點P 或點N?；谝陨霞s束條件，定義開關(guān)函數(shù)Sxy如式（1）所示。

因此，3-1MC 共有9 個基本電流矢量，分別為6個有效矢量和3 個零矢量，如表1 所示。其中，I1～I(xiàn)6是有效電流矢量，I7～I(xiàn)9是零電流矢量。6 個有效矢量將極坐標(biāo)分為6 個扇區(qū)Ⅰ～Ⅵ，具有固定方向并均勻間隔π/3 rad，參考電流矢量以角速度ω逆時針旋轉(zhuǎn)，依次經(jīng)過每個扇區(qū)，如圖2所示。根據(jù)參考電流矢量Iref所在扇區(qū)，按照伏秒平衡的原則使用相鄰兩個有效矢量和以最少開關(guān)切換次數(shù)對應(yīng)的一個零矢量合成Iref，前半周期使用iL＞0 對應(yīng)特定扇區(qū)中的兩個有效電流矢量，后半周期使用iL＜0 對應(yīng)的兩個有效電流矢量。零矢量的選擇按照所需開關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換數(shù)量最小為原則，以減少開關(guān)損耗。以扇區(qū)Ⅰ為例，參考電流矢量Iref在[0,TS/2]期間由有效矢量I1、I2和零矢量I7合成，在[TS/2,TS]期間由有效矢量I4、I5和零矢量I7依次合成，合成公式可寫為式（2）[9]。

表1 開關(guān)狀態(tài)表

表2 各個扇區(qū)的空間電流矢量

圖2 扇區(qū)分布及矢量合成圖

其中，d1=d3，分別是有效電流矢量I1和I4作用的占空比；d2=d4，分別是有效電流矢量I2和I5作用的占空比；d0是零矢量作用的占空比。各占空比表達(dá)式為式（3）。

式中，θi(i= 1,2,...,6)，θi∈[0,π/3]是參考電流矢量Iref在每個扇區(qū)內(nèi)與第一個有效矢量之間的夾角；m為調(diào)制系數(shù)，是輸入與輸出電流峰值的比值，調(diào)整m的大小可以改變占空比以調(diào)節(jié)輸出電壓[10]。扇區(qū)Ⅰ中，一個開關(guān)周期的變壓器初級電壓up的波形及3-1MC和全橋變換器的脈沖信號如圖3所示。

圖3 變壓器一次側(cè)電壓及開關(guān)管信號

4 PⅠ直接功率控制

采用PⅠ直接功率控制方法，獨立控制有功和無功功率，控制框圖如圖4所示，以恒電流充電和恒電壓充電模式為例。恒電流充電下，將電池充電電流與參考電池電流比較得到電流誤差，經(jīng)過PⅠ控制后得到電池參考電壓，將其與參考電池電流相乘得到參考有功功率；恒電壓充電下，將電池充電電壓與參考電池電壓比較得到電壓誤差，經(jīng)過PⅠ控制后得到電池參考電流，將其與參考電池電壓相乘得到參考有功功率。無功功率參考值手動設(shè)置為0，實現(xiàn)單位功率因數(shù)控制[11-12]，經(jīng)過瞬時功率計算公式（4）得到α-β 坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電流的參考值i*sα和i*sβ，計算調(diào)制系數(shù)m和夾角θi，如式（5）所示。

圖4 PⅠ直接功率控制框圖

最后通過雙極性電流SVM 產(chǎn)生PWM 信號控制開關(guān)管的通斷。

5 仿真驗證

仿真參數(shù)設(shè)定三相電網(wǎng)電壓為415 V，電網(wǎng)頻率為50 Hz，開關(guān)頻率為10 kHz，變壓器匝數(shù)比3∶1，電池額定電壓vb為72 V。變壓器一次側(cè)電壓up、二次側(cè)電壓us和漏感電流iL的波形如圖5所示，與理論推導(dǎo)波形一致。圖6所示為PⅠ直接功率控制方法下的網(wǎng)側(cè)電流總諧波失真率，THD=2.71%，在允許范圍內(nèi)。

圖5 變壓器一次側(cè)電壓up、二次側(cè)電壓us和漏感電流iL

圖6 網(wǎng)側(cè)電流THD

6 結(jié)論

以雙向隔離型AC-DC矩陣變換器為基礎(chǔ)，通過分析其功率雙向傳輸?shù)墓ぷ髟恚捎秒p極性電流空間矢量調(diào)制方法，設(shè)計了PⅠ直接功率控制器，實現(xiàn)了單位功率因數(shù)控制和電網(wǎng)電流低諧波失真率，并通過仿真驗證了該方法的可靠性。