雙向CLLLC諧振變換器設計

蔡文貴

（黑龍江科技大學電氣與控制工程學院，黑龍江 哈爾濱 150000）

隨著科學技術發展，能源問題成為討論的焦點，為了節約不可再生能源，響應“碳達峰”和“碳中和”戰略決策，業內逐漸使用新能源代替不可再生能源，從而減少碳排放量[1-2]。

大功率隔離型雙向DC-DC變換器可以實現直流電能變換的功能，具有高效率、高功率密度等優點，廣泛應用于電動汽車、可再生能源發電等領域[3]。雙向DC/DC拓撲分為隔離型和非隔離型，非隔離型拓撲包括Buck-Boost變換器、Sepic-Zeta變換器等，以上變換器一般應用于小功率場合，難以實現軟開關，會影響整機效率。由于該文設計的雙向DC/DC變換器需要高效、寬范圍輸出，雙向CLLLC諧振變換器是由LLC諧振變換器拓撲演變而來的，具有軟開關的特性，副邊增加了1個LC諧振網絡，可以實現能量的雙向流動和升/降壓[4]。因此，采用對稱型CLLLC諧振變換器既可以滿足寬范圍輸出的要求，也可以在全輸出范圍內實現軟開關，從而提高整機效率。CLLLC諧振變換器可以提高充電樁電能傳輸效率，還可以實現電氣隔離，保障充電樁安全、可靠。

1 電路模態與控制策略

1.1 雙向CLLLC拓撲分析

CLLLC變換器存在2個不同諧振頻率：1） 串聯諧振頻率fm。該頻率是由元件Lr1、Cr1和變壓器勵磁電感Lm諧振獲得的。2） 串聯諧振頻率fr。該頻率是由元件Lr1、Cr1諧振獲得的，此時Lm被輸出電壓箝位。2個串聯諧振頻率分別如公式（1）、公式（2）所示。

與其他拓撲不同，雙向CLLLC諧振變換器并不是通過調節占空比來控制輸出信號，而是通過調節開關管的頻率來控制輸出信號，根據頻率之間的大小關系（如圖1所示），可以將變換器分為3個工作區間。工作區間一為欠諧振狀態，此時開關頻率與諧振頻率的關系為fmfr。當fs

圖1 欠諧振工作時序圖

因為雙向CLLLC諧振變換器拓撲完全對稱，所以以下分析主要對正向工作進行原理分析。分析條件如下：變換器工作在穩定狀態；所有元器件為理想元件；開關管寄生參數忽略不計。雙向CLLLC諧振變換器在欠諧振狀態（如圖1所示），一共分為8個開關模態，下面根據圖1對開關模態進行分析。

1.1.1 開關模態一t0～t1

t0～t1階段電路流通示意圖如圖2所示，t0時刻，驅動信號控制S1和S4開通，一次側諧振電感電流iLr1保持原有的電流方向，通過D1和D4形成回路，S1和S4兩端電壓為二極管管壓降，電壓幾乎為0 V，可以實現零電壓開通，此時A、B兩端電壓等于Vin，使諧振電流iLr1和勵磁電流iLm逐漸變小，2個電流的差值通過變壓器原邊傳輸到二次側，二次側對應的D6和D7導通，C點、D點的電壓等于Vout。t1時刻，iLr1降至0且改變方向，此刻驅動脈沖到來，開關管實現零電壓開通。

圖2 t0～t1階段的電路流通示意圖

1.1.2 開關模態二t1～t2

（t1-t2）階段電路流通示意圖如圖3所示，t1時刻，2個電流相同，此時變壓器一次側沒有電流流過，二次側電流也跟著降為0，寄生二極管D5和D8實現了零電流關斷，此時輸出電容為負載提供所需能量。t2時刻，開關模態二結束。

圖3 t1～t2階段的電路流通示意圖

1.1.3 開關模態三t2-t3

t2～t3階段電路流通示意圖如圖4所示，t2時刻，驅動信號消失，S1和S4關閉，防止同一橋臂直通短路，上下開關管之間設置一死區時間，S2和S3的驅動信號還沒到來，此時電感電流iLr1流過4個寄生電容，C2和C3寄生電容處于放電狀態，當電容電壓為0時，S2和S3開通，開關管實現零電壓開通。死區時間內電容要放電至0，變換器才能實現零電壓開通。這段時間內C2和C3在釋放能量，C1和C4在儲存能量，因此諧振腔內沒有能量傳遞到二次側，諧振電流iLr1基本沒有變化。

圖4 t2～t3階段的電路流通示意圖

1.1.4 開關模態t3～t4

t3～t4階段電路流通示意圖如圖5所示，t3時刻，寄生電容C1和C4完成充電，C2和C3放電至0，電感電流iLr1通過寄生二極管D2和D3形成回路，S2和S3兩端電壓為二極管管壓降，幾乎為0，可以實現零電壓開通。此時A點、B點間的電壓為-Vin，iLr1和iLm逐漸變小（iLr1變小的幅度較大），此時iLr1和iLm產生的電流差通過變壓器傳輸到二次側，二次側對應的D5和D8開關管導通，C點、D點的電壓被鉗位在-Vout。

圖5 t3～t4階段的電路流通示意圖

在t4時刻，變換器正半周期結束，由于正負半周期運行原理相同，因此不再具體分析。

當變換器工作在諧振區間時，諧振區間和欠諧振區間的區別是勵磁電感Lm不參與諧振工作，因此諧振區間有6個開關模態。當處于諧振工作狀態時，正半周期與欠諧振狀態的1、3和4開關模態基本相同（過諧振區分析和欠諧振區分析類似）。

根據以上對開關模態的分析可知，當變換器工作在欠諧振區間時，電壓增益保持>1，此時頻率變化對電壓增益的影響很大，當設計寬范圍輸出變換器時，使其在欠諧振區間工作。由對欠諧振工作區間的分析可知，一次側和二次側均實現軟開關。當變換器在諧振區間工作時，電壓增益保持為1，當設計輸出電壓恒定的變換器時，使其工作在諧振區間。當變換器在該工作區間時，原邊可以實現零電壓開通，副邊零電流關斷。當變換器在過諧振區間工作時，電壓增益一直<1。

1.2 系統的控制策略

CLLLC諧振變換器的主要優勢在于其能夠實現軟開關。在諧振點，通過變頻控制，變換器的傳輸效率達到最高。通過仿真發現，在移相控制下，當移相比D=0時，系統的工作狀態與在變頻控制下工作在諧振點時等效，并且當開關頻率超過諧振頻率時，比變頻控制效果好。因此，該文選擇諧振點作為變頻和移相控制的切換點。在諧振點處，變換器的電壓增益始終為1。因此，當變換器需要在升壓模式下工作時，采用變頻控制。而在降壓模式下工作的階段，則采用移相控制。

由于變換器移相控制工作在諧振頻率處，因此可以進一步化簡式如公式（3）所示。

式中：M（D）為電壓增益；D為移相比。

根據公式（3）可以看出此時影響變換器電壓增益的只有移相比。

如圖6所示，變換器的電壓增益隨著移相比D變小而單調上升，當D降至0時，變換器開關頻率開始控制電壓增益，直到達到充電樁最大輸出電壓的要求。變換器電壓增益曲線在設定的頻率范圍和移相比范圍內呈現單調遞減狀態，滿足裝置輸出要求，系統可以實現閉環控制，從而解決變換器輸出電壓范圍窄的問題。

圖6 變頻移相控制電壓增益曲線圖

2 試驗結果分析

為了驗證CLLLC諧振變換器設計方案及控制算法的正確性，該文搭建了1臺實驗樣機，正向直流輸入電壓Uin為650 V，輸出直流Uout為190 V～260 V，額定輸出電壓為220 V。諧振頻率100 kHz，頻率調節范圍為65 kHz～400 kHz。如圖7所示，當電壓增益>1時，采用變頻控制，原邊實現了零電壓開關（ZVS），即當原邊開關管的管壓降為0時，驅動信號到來，有利于提高電源效率。當電壓增益<1時，采用移相控制，由圖8可知，移相控制也實現了ZVS，移相占空比小于50%，對CLLLC輕載工作具有良好的降壓效果，解決了該變換器變頻控制調壓、調壓范圍不廣以及輕載電壓偏高的問題。

圖7 變頻控制波形圖

圖8 移相控制波形圖

3 結語

筆者在實驗室研制了1臺2 kW的原理樣機，當功率達到2 kW時，CLLLC正向效率為97.2%，反向效率為98.2%。試驗結果表明，在全負載范圍內，原邊開關器件實現了ZVS，從而提高了電源的效率。此外，采用CLLLC變頻移相控制策略可以實現寬范圍的電壓調節，有效解決諧振變換器輕載電壓偏高的問題，這充分證明了該文所提出控制策略的可行性和可靠性。