地鐵列車大功率高頻輔助變流器散熱系統的設計及優化試驗驗證

易 滔 趙清良 別必龍 劉海濤 饒沛南 周 帥 張云瀚 宋 森 耿志東 楊 浩

(1. 株洲中車時代電氣股份有限公司, 412001, 株洲; 2. 寧波市軌道交通集團有限公司智慧運營分公司, 315111, 寧波;3. 中車株洲電力機車研究所有限公司, 412001, 株洲)

輔助變流器的功能是將電網直流電轉換成三相交流電,以供空氣壓縮機、照明及空調等交流負載使用。隨著整車小型輕量化需求越來越高,對于變流器性能指標要求越來越嚴格。制約變流器性能指標提升的關鍵因素是合理的散熱系統設計。文獻[1-2]基于高頻輔助變流器建立熱設計仿真模型,驗證了風道設計合理性;文獻 [3-5]對地鐵列車工頻輔助變流器熱設計進行仿真研究。

本文針對地鐵列車大功率高頻輔助變流器(以下簡稱“輔助變流器”)的需求,提出一種性能良好的變流器散熱系統設計,開展熱設計優化研究,并通過樣機試驗來驗證其設計思路的合理性。

1 輔助變流器的散熱系統構成

1.1 電路原理

輔助變流器主電路拓撲如圖1所示。兩路DC 1 500 V高壓輸入電流流經前端兩套獨立的預充電電路、斬波升壓電路、LLC(電感-電感-電容,含2個集成電感的變壓器和1個電容)諧振電路、DC/AC(直流/交流)逆變電路,變換為2路AC 380 V并聯輸出電流。每路交流電流的輸出容量為160 kVA;充電機采用移相全橋變換電路;DC 670 V電流經過全橋變換電路變換為2路DC 110 V并聯電流后輸出,每路直流電流的容量為20 kW。

注:API為三相逆變器; LVPS為低壓充電機電源。

1.2 損耗計算

輔助變流器的熱損耗主要在LVM(低壓)模塊、HVM(高壓)模塊、輸入電抗器、斬波電抗器、三相電抗器、高頻變壓器等器件。其中LVM模塊和HVM模塊損耗主要集中在IGBT(絕緣柵雙極晶體管)器件。在額定工況、輸入電壓為DC 1 500 V,單路AC 380 V輸出容量為160 kVA,功率因數(指交流電路有功功率對視在功率的比值)為0.85,單路DC 110 V輸出容量為20 kW。在此條件下對關鍵器件損耗開展理論計算。

1.2.1 斬波電路IGBT模塊損耗計算

斬波輸出功率:

(1)

斬波平均電流:

(2)

斬波IGBT占空比:

(3)

斬波IGBT關斷能量:

(4)

斬波IGBT開通能量:

(5)

斬波IGBT開關損耗:

Psw_B(Vin)=fs_B[Eon_B(Vin)+Eoff_B(Vin)]

(6)

斬波IGBT導通損耗:

(7)

斬波IGBT總損耗:

PLoss_B(Vin)=Pcon_B(Vin)+Psw_B(Vin)

(8)

IGBT反并聯二極管損耗計算:

(9)

Perr_DiB=fs_BErec_DiB

(10)

式(1)—(10)中:

PB——斬波輸出功率,單位W;

Po_SIV——SIV的輸出功率,單位W;

Po_BCG——BCG的輸出功率,單位W;

QSIV——功率因數,取0.9;

ηSIV——SIV效率,取0.96;

ηBCG——BCG效率,取0.9;

ηLLC——LLC效率,取0.98;

Io_B(Vin)——斬波平均電流,單位A;

Vin——額定網壓,取1 500 V;

D(Vin)——斬波占空比;

Eoff_B(Vin)——關斷能量,單位J;

Eon_B(Vin)——開通能量,單位J;

Eoff_B、Eon_B——最大關斷、開通能量,分別取0.030 J、0.025 J;

IC_B(Vin)——IGBT電流,等于Io_B(Vin),單位A;

IC_nB——測試電流,取200 A;

Vo_B——斬波電壓,單位V;

VCE_B——器件電壓,等于0.5Vo_B;

VCE_tBVin——測試電壓,取600 V;

Pcon_B——IGBT導通損耗,單位W;

IB——器件電流,單位A;

VCE_sB——器件飽和電壓降,取1.1 V;

Psw_B——開關損耗,單位W;

fs_B——開關頻率,單位Hz;

PLoss_B(Vin)——斬波總損耗,單位W;

Vr_B——IGBT電壓,取0.5Vo_B,單位V

Vr_nB——二級管管壓降理論值,單位V;

Erec_DiB——反向恢復能量實際值,單位J;

Perr_DiB——反向恢復損耗,單位W;

Erec_nB——反向恢復能量參考值,取0.025 J。

可計算出,單斬波IGBT導通損耗為36.5 W,開關損耗為91.8 W,單個Diode導通損耗為66.4 W,開關損耗為45.8 W。進一步計算可知,單個斬波IGBT總損耗為240.5 W,Boost(升壓斬波)電路開關總損耗為962.0 W。

1.2.2 LLC電路IGBT模塊損耗計算

LLC管IGBT導通損耗:

(11)

LLC管IGBT開通能量:

(12)

LLC管IGBT關斷能量:

(13)

LLC管IGBT開關損耗:

Psw_LLC=fs_LLC(Eon_LLC+Eoff_LLC)

(14)

IGBT總損耗:

PLoss_LLC=Pcon_LLC+Psw_LLC

(15)

式(11)—(15)中:

Pcon_LLC——LLC導通損耗,單位W;

fs_LLC——開關頻率,單位Hz;

Eon_LLC、Eoff_LCC——LLC管在額定電流下的最大關斷能量及開通能量實際值,單位J;

Eoff、Eon——LLC管最大關斷能量及開通能量的額定參考值,根據器件產品手冊分別取0.16 J、0.14 J;

Ic_LLC——集電極電流,取11 A;

ILr_LLC——LLC電路中的漏感電流,單位A;

VCE_t——測試電壓,取900 V;

VCE_LLC——集電極電壓,取1 150 V;

Ic_n——額定電流,取450 A;

td——死區時間,即上下管同時關斷時間,設計值取4.5 μs;

Psw_LLC、Pcon_LLC——LLC的開關損耗及導通損耗,單位W;

PLoss_LLC——IGBT總損耗,單位W。

由式(11)—式(15)可得:單個LLC電路IGBT導通損耗為42.7 W,IGBT開關損耗為125.8 W;LLC諧振變換電路續流二極管損耗中,單個續流二極管通態損耗為0.044 W,開關損耗為0,其二極管損耗可忽略不計;LLC管IGBT器件損耗為337.0 W(雙管);LLC電路開關管損耗為1 348.0 W。

1.2.3 逆變電路IGBT模塊損耗計算

根據開關管的型號,將IGBT工作輸入、輸出、功率因素等條件輸入到器件仿真軟件里,得到逆變管的損耗,計算截圖如圖2所示。

圖2 逆變IGBT損耗計算截圖

由計算結果可知,逆變IGBT的外管損耗為143.7 W,內管損耗為59.9 W,單管損耗為203.6 W。單個器件損耗為407.2 W(雙管)。逆變電路總損耗為1 221.6 W。

1.2.4 充電機電路IGBT模塊損耗計算

充電機損耗涵蓋IGBT的導通損耗,開關損耗,反并聯二極管通態損耗和反向恢復損耗。充電機額定功率20 kW,額定輸入電壓DC 670 V,額定輸出電壓DC 110 V;經計算,超前臂IGBT管損耗為120.4 W,超前臂總損耗為240.8 W(雙管) ;滯后管開通電流為21.5 A,關斷電流為36.9 A,滯后臂管開通損耗為27.6 W,滯后臂關斷損耗為97.8 W,導通損耗為30.6 W,滯后臂單管總損耗為156.1 W,滯后臂總損耗為312.2 W(雙管),整流二極管器件損耗為320.0 W,防反二極管損耗為151.2 W。充電機電路開關器件總損耗為1 024.2 W。

1.2.5 磁性器件損耗

輔助變流器磁性器件包括直流輸入電感、斬波電感、高頻變壓器、三相電感及充電機高頻磁件。各器件損耗參考廠家的計算值,進而可得,輔助變流器主要器件功率損耗如表1所示。功率總損耗為8 471.8 W。

表1 輔助變流器主要器件功率損耗

2 散熱系統設計

2.1 風機選型計算

風機選型主要參考風量和風壓,一般風量大、風壓低的設備采用軸流式通風機,反之可選用離心式通風機。風量為:

(16)

式中:

φ——總功率損耗(熱流量),單位W;

Q——風機所需的風量,單位m3/s ;

C——空氣的比熱容,單位J/(kg·℃);

ρ——空氣的密度,單位 kg/m3;

ΔT——冷卻空氣進出口溫升,單位 ℃。

一般ΔT取10 ℃左右,代入計算風量Q= 0.65 m3/s,考慮到系統風阻較大,本文選用可調速的離心式通風機,風機的性能曲線如圖3所示。為了提升風機工作效率,在風道散熱系統設計時,應盡量使風道散熱系統風阻與風壓接近風機的工作值。

圖3 風機性能曲線

2.2 散熱風道設計

由表1可知,斬波電路與LLC電路損耗之和同逆變電路與充電機損耗之和接近。考慮模塊散熱的均勻性,將斬波電路和LLC電路集成設計在HVM模塊,逆變電路和充電機電路集成設計在LVM模塊,并將兩模塊布置在風機兩側,使其冷卻風互不干擾。HVM模塊和LVM模塊的結構布局如圖4所示。

a) HVM模塊布局 b) LVM模塊布局

輔助變流器風道的具體布局如圖5所示。空心電抗器的熱損耗較大,形狀較規則,因此將其布置在進風口位置處(A1)。斬波電感、變壓器等磁件根據電路設計及損耗情況布置在風機兩側。兩套輔助變流器磁件中間是連通結構,柜體設置一個整體底蓋板并開通風孔作為風道的出風口。外部冷空氣通過A1處的慣性過濾器進入空心電抗器安裝腔室A2,在離心風機的導向作用下,冷卻風從風機腔室A3導向磁性部件腔室A4,將冷風傳遞至此處的電抗器、變壓器等部件,最后通過電磁部件腔室底板的出風口A5處將熱風排出,整體風道呈一個對稱的T字形。

注:A1—進風口;A2—空心電抗器安裝腔室;A3—風機腔室;A4—模塊腔室;A5—出風口;A6—磁件部件腔室。

輔助變流器包含2個HVM模塊和2個LVM模塊、風機、空心電抗器、斬波電抗器、三相電抗器、變壓器及輸入輸出部件等。輔助變流器的內部結構如圖6所示。

注:1—骨架;2—LVM模塊;3—空心電抗器(L1);4—HVM模塊;5—80 kW高頻變壓器(T1,T2);6—斬波電抗器(L2);7—風機;8—三相電抗器(L3);9—16 kW變壓器電抗器(T3)。

3 熱仿真分析

3.1 模型建立

由于輔助變流器的結構較為復雜,因此為了提高仿真的效率和可靠性,在實際建模時,一般會對物理模型進行適當的簡化,刪除對散熱影響不大的倒角等小特征尺寸,刪除螺絲螺母等小組件,創建“殼”單元(即薄板模型)以替代原異形的薄板等。本文以HVM模塊、LVM模塊,及其他磁性元件等發熱較大的部件作為重點研究對象,對于其他對溫升影響不大的零部件采取刪減或簡化處理。建立輔助變流器二合一雙柜熱仿真模型,如圖7所示。

圖7 輔助變流器二合一雙柜熱仿真模型

3.2 仿真結果分析

當雙柜同時正常工作時,仿真得到的風速跡線如圖8所示。由圖8可見:兩側冷卻風由入口進入,依次經過各模塊散熱器和磁性部件后,一部分從出口流出,另一部分在磁件腔室中間位置相遇,形成一道風墻;從兩側進入的冷卻風在風墻處循環。

圖8 雙柜工作時的風速跡線圖

環境溫度為45.0 ℃工況下,仿真得到的雙柜工作溫度云圖如圖9所示。,雙柜正常工作時的高頻變壓器溫度為143.6 ℃和130.6 ℃,對應溫升為98.6 ℃和85.6 ℃,HVM模塊溫度為78.0 ℃,溫升為33.0 ℃,LVM模塊溫度為83.5 ℃,溫升為38.5 ℃,均低于45.0 ℃(允許值);三相電感的溫度約為160。0 ℃,溫升約為115.0 ℃,小于135.0 ℃(允許值)。仿真表明,二合一大功率輔助變流器的雙柜均正常工作后,各部件的溫升均在允許范圍內,滿足散熱要求。

圖9 雙柜工作溫度云圖

輔助變流器存在1臺柜體失效、只有1臺輔助變流器正常工作的工況(以下簡稱“單柜工況”)。仿真得到單柜工況下的速度跡線如圖10所示。可以看出:由于一側單柜失效,故一側風機不再工作,雙柜的風道循環平衡被打破;原風墻處的冷卻空氣有一小部分穿越中央風道進入另一側單柜,由此損失了一部分流量;與雙柜正常工作工況相比,單柜工況的最高風速有所下降(31.8 m/s下降至28.9 m/s),其冷卻效果變差。這說明,中間風道采用連通設計的結構會導致非故障輔助變流器的磁件散熱效果變差。

圖10 單柜工況下的風速跡線圖

仿真得到,單柜工況下的溫度分布圖如圖11所示。可以看出,模塊的溫度約為80.0 ℃,溫升為35.0 ℃,和雙柜正常工作溫度相當。對比磁性部件的溫升發現,兩處高頻變壓器的溫升在雙柜正常工作的工況下分別為98.6 ℃和85.6 ℃,而單柜工況時,溫度為161.7 ℃和139.9 ℃,其溫升分別為116.7 ℃和94.9 ℃。經分析,氣體流動變化影響了此處的散熱,使得溫升大幅提高,超出了磁性部件的溫升限值(105.0 ℃)。可見,單柜工況下,該輔助變流器的高頻變壓器散熱情況較差,須對現有風道進行改進。

圖11 單柜工況下的溫度分布圖

3.3 風道結構改進

為了解決單柜工況下磁件散熱不佳的問題,給2套輔助變流器各自加上隔板,使2臺輔助變流器的散熱互不影響。這樣在單臺輔助變流器發生故障的條件下,由1臺風機提供的風量不會損失,從而保證磁件的散熱風量。因2套輔助變流器是完全相同的損耗及對稱布局,因此只需建立單獨輔助變流器的熱仿真模型,如圖12所示。

圖12 輔助變流器單柜熱仿真模型

仿真得到單獨輔助變流器的風速跡線圖如圖13所示,溫度云圖如圖14所示,模塊溫度云圖如圖15及圖16所示。

圖13 單獨輔助變流器風速跡線圖

圖14 單獨輔助變流器溫度云圖

圖15 HVM模塊溫升仿真截圖

圖16 LVM模塊溫升仿真截圖

分析圖13可知,冷卻風從過濾器入口進入依次經過三相電抗器、風機、模塊散熱器及其他磁性部件,且風速正常,說明風道設計良好,沒有形成渦流區域。

分析圖14可知,在環境溫度為45 ℃工況下,LVM模塊溫度為80.7 ℃(溫升為35.7 ℃),HVM模塊溫度為76.3 ℃(溫升為31.3 ℃),高頻變壓器溫度小于120.0 ℃(溫升為75.0 ℃),優化后的仿真結果表明,模塊溫升均小于45.0 ℃,高頻變壓器的溫升小于75.0 ℃,斬波電感、三相電感等磁件溫升仿真值均小于90.0 ℃,符合設計需求。

3.4 實體試驗的驗證

為評估優化后的散熱系統設計的合理性,搭建了輔助變流器的樣機測試臺位,在樣機上開展滿載工況下的溫升實體試驗,測溫時間間隔為1 h,每隔2 min采集1組數據,監測內容包括HVM模塊和LVM模塊臺面溫度和磁件的溫度。根據試驗數據,整理出試驗樣機的溫升實測值如表2所示。

表2 試驗樣機的溫升實測值

對比熱仿真結果和樣機溫升實體試驗數據可知:

1) 和實測值相比,2個模塊的溫升仿真值均偏低3.0～5.0 ℃。經分析,原因如下:① 內部各器件間存在相互影響,在建立仿真模型時設置邊界條件與實際情況存在一定的偏差;② 各器件的損耗計算與實際情況也會存在一定的誤差;③ PT100測試位置并非IGBT的基板溫度。

2) 電感和變壓器的溫升仿真值和實測值相差5.0 ℃以上。這主要由器件模型簡化處理引起,仿真時候采用的均勻熱源,而磁件內部繞組、線圈、氣隙等結構不同導致。

總體而言,溫升的仿真值和實測值基本一致,可確認風道熱設計的合理性。

4 結語

本文基于輔助變流器的損耗計算,闡述了其風道散熱系統的設計,并利用仿真軟件進行了二合一輔助變流器風道系統的熱仿真,得到了流場和溫度場的分布圖。通過對比不同工況下的仿真結果發現,采用磁件內部互通的風道設計在僅單柜工作的工況下,其散熱性能較差,難以滿足高頻磁件散熱需求。針對此問題對風道結構進行優化改進,并對優化改進的風道再次進行仿真。由仿真結果,其散熱效果改善明顯。通過對比改進后的仿真結果和樣機溫升試驗結果,驗證了仿真分析的有效性。本研究可為變流產品的熱設計提供參考,降低研發成本和風險。