一種低溫漂高電源抑制能力的振蕩器設(shè)計

摘" 要： 為了提升開關(guān)電源芯片中振蕩器的溫度特性和電源抑制能力，提出一種改進(jìn)型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的RC振蕩器。該振蕩器由電容充放電模塊、偏置電流源模塊、比較器模塊以及寄存器模塊組成。通過將電容的上下極板都接入電流源，并對電容下極板流過的電流進(jìn)行采樣，引入負(fù)反饋對充放電電流源進(jìn)行動態(tài)調(diào)節(jié)，從而減小電容上極板電壓通過溝道調(diào)制效應(yīng)對充放電電流源的影響，增強充放電電流源的電源抑制能力。再配合偏置電流源模塊中經(jīng)過溫度補償?shù)钠秒娏鳎玫骄哂械蜏仄匦约案唠娫匆种颇芰Φ恼袷庮l率。基于CSMC 0.18 μm BCD工藝完成了電路設(shè)計，仿真實驗結(jié)果表明，所設(shè)計的振蕩器工作頻率為411 kHz，電源電壓為2.6～3.8 V時頻率變化為0.119%，溫度為-40～125 ℃時頻率變化為3%。該振蕩器具有較強的電源抑制能力，能很好地滿足開關(guān)電源芯片中振蕩器的設(shè)計要求。

關(guān)鍵詞： RC振蕩器； 高電源抑制能力； 低溫漂； 電容充放電模塊； 振蕩頻率； 負(fù)反饋

中圖分類號： TN433?34" " " " " " " " " " " " " " "文獻(xiàn)標(biāo)識碼： A" " " " " " " " " " " 文章編號： 1004?373X（2024）12?0108?07

Design of oscillator with low?temperature drift and high power supply rejection ability

WEN Lichang， ZHANG Ying， SHEN Junjie， XIONG Tianyu

（School of Integrated Circuit Science and Engineering （Industry?Education Integration School）， Nanjing University of Posts and

Telecommunications， Nanjing 210000， China）

Abstract： In order to improve the temperature characteristics and power supply rejection ability of the oscillator in switching power supply chip， a RC oscillator with improved topology structure is proposed. The oscillator is composed of capacitor charge?discharge module， bias current source module， comparator module and register module. The upper and lower plates of the capacitor are connected to the current source， the current flowing through the lower plate of the capacitor is sampled and introduced to the negative feedback， and the charging and discharging current source is adjusted dynamically， thereby reducing the influence of channel modulation effect on the charging and discharging current source by the voltage of the upper plate of the capacitor， and enhancing the power suppression ability of the charging and discharging current source. The oscillation frequency with low temperature drift characteristic and high power suppression ability is obtained by combining with the temperature?compensated current in the bias current source module. The circuit is designed based on CSMC 0.18 μm BCD process. The simulation results show that the operating frequency of the designed oscillator is 411 kHz， the frequency change is 0.119%， when the supply voltage is 2.6～3.8 V， and the frequency change is 3% when the temperature is -40～125 ℃. This oscillator has strong power suppression capability， and can well meet the design requirements of oscillators in switching power supply chips.

Keywords： RC oscillator; high power supply rejection ability; low?temperature drift; capacitor charging and discharging module; oscillation frequency; negative feedback

0" 引" 言

隨著工業(yè)和汽車電子領(lǐng)域?qū)﹄娫葱酒枨蟮脑鲩L，開關(guān)電源芯片需要面對供電電壓波動大、環(huán)境溫度變化范圍廣等更嚴(yán)苛的工作條件，這對開關(guān)電源芯片中振蕩器性能提出了更高的要求。

振蕩器需要在溫度和電源電壓變化時，具有低溫漂性能和高電源抑制能力。現(xiàn)有的環(huán)形振蕩器在亞閾值區(qū)域工作時，表現(xiàn)出超低功耗的優(yōu)異特性[1]，但其振蕩頻率的精度和溫漂易受偏置電流影響。晶體振蕩器[2]在電源電壓、溫度和工藝方面具有優(yōu)異的穩(wěn)定性，但是其占用過大的芯片面積，成本較高[3]。

RC振蕩器具有較好的精度并易于在CMOS工藝中實現(xiàn)，通常用于低功耗、低頻、小面積的實際場景中[4]。對于RC振蕩器，A. V. Boas等提出了差分結(jié)構(gòu)的RC振蕩器[5]，該振蕩器特點為低工作電壓和低功耗。在此基礎(chǔ)上， Wang S等提出了采用電流模比較器來代替電壓模比較器，以降低溫度對頻率的影響，提高振蕩器的頻率穩(wěn)定性[6]。而Li Q等人提出了一種新的RC振蕩器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，通過優(yōu)化比較器的結(jié)構(gòu)降低了面積和功耗[7]。

上述提到的RC振蕩器結(jié)構(gòu)都是將電容一極板接固定電位，另一極板接充放電電流源，且其中充電電流源通常采用PMOS共源共柵結(jié)構(gòu)來避免溝道調(diào)制效應(yīng)，然而這種結(jié)構(gòu)易受到電源電壓影響，電源抑制能力較差[8]。為此，本文提出了一種應(yīng)用于低頻開關(guān)電源芯片的低溫漂高電源抑制RC振蕩器，設(shè)計了一種改進(jìn)型的RC振蕩器拓?fù)洌瑢㈦娙萆舷聵O板都接入電流源，通過對流過電容下極板的電流進(jìn)行采樣，引入負(fù)反饋保證充放電電流的穩(wěn)定性；同時充電電流源用NMOS管替代，結(jié)合低溫漂電流偏置模塊，優(yōu)化了振蕩頻率的溫度特性并提高了電源抑制能力。

1" 振蕩器電路設(shè)計

本文所設(shè)計的低溫漂高電源抑制振蕩器架構(gòu)如圖1所示。該電路主要由電容充放電模塊、比較器模塊、寄存器模塊組成，其中IB1、IB2為從電流偏置模塊復(fù)制得到的充放電電流源；VrefH、VrefL為芯片內(nèi)其他模塊所提供的參考電壓；Comp1和Comp2為兩個獨立工作的比較器；INV1、INV2為反相器；S1、S2為開關(guān)。當(dāng)VCLK為低，VCLKB為高時，S1導(dǎo)通，S2斷開；反之，當(dāng)VCLK為低，VCLKB為高時，S1斷開，S2導(dǎo)通。

振蕩器的工作時序如圖2所示，其中ΔV為鋸齒波VRamp的擺幅，ΔV=VrefH-VrefL。啟動時假設(shè)電路處于充電階段，時鐘信號VCLK為低電平，反向時鐘信號VCLKB為高電平，開關(guān)S1導(dǎo)通，S2斷開，電流源IB1給電容CT充電，電容上的電壓VRamp以[IB1CT]的斜率上升。當(dāng)VRamp大于VrefH時，比較器Comp1和由反相器INV1、INV2組成的寄存器翻轉(zhuǎn)，充電完成。

電容充電時間T1為：

[T1=CTΔVIB1+td1] （1）

式中[td1]為比較器Comp1和寄存器的延遲時間。

當(dāng)VCLK轉(zhuǎn)變?yōu)楦唠娖綍r，VCLKB為低電平，放電階段開始，開關(guān)S1斷開，S2導(dǎo)通，電流源IB2給電容CT放電，VRamp以[IB2CT]的斜率下降。當(dāng)VRamp小于VrefL時，比較器和寄存器翻轉(zhuǎn)，放電完成。電容放電時間T2可表示為：

[T2=CTΔVIB2+td2] （2）

式中[td2]為比較器Comp2和寄存器的延遲時間。

振蕩頻率公式如下：

[fosc=1T1+T2] （3）

由式（1）～式（3）可知，振蕩器中CT采用溫漂較小的電容，通過提高IB1、IB2、VrefH和VrefL的穩(wěn)定性，可以獲得穩(wěn)定的振蕩頻率[9] 。

1.1" 電容充放電模塊電路設(shè)計

電容充放電模塊電路圖如圖3所示，其中IB1為充電電流路徑，IB2為放電電流路徑，VCLK、VCLKB為比較器經(jīng)過寄存器后的輸出。電容CT上極板為PLUS，下極板為MINUS。通過電流偏置模塊輸出的偏置電壓VBIAS，得到 M0、M15支路電流；再通過電流鏡由M0支路復(fù)制到M2、M3、M14支路。相比于傳統(tǒng)RC振蕩器中電容一個極板接固定電位而另一個極板接充放電電流源，本文的電容充放電模塊中將電容上下極板都接入電流源，通過采樣下極板流過的電流來動態(tài)調(diào)節(jié)充電管和放電管的柵極電壓，引入負(fù)反饋來保證充放電電流的穩(wěn)定，進(jìn)而產(chǎn)生穩(wěn)定的振蕩頻率。在充電階段，VCLK為低電平，VCLKB為高電平，開關(guān)管M4、M5、M13截止，M8導(dǎo)通，由M10和M3對電容CT進(jìn)行充電。充電階段下M3、M8～M10、M12、M15和CT組成了反饋環(huán)路，提高了充電電流源的穩(wěn)定性。

例如當(dāng)VRamp上升，M10源極電壓變大，柵源電壓減小，IM10減小，導(dǎo)致流過電容的電流減小，電容下極板VS減小。VS減小，工作在亞閾值區(qū)的M12導(dǎo)通，阻抗Ron12增大。因為[VDS12=I9Ron12]，M12的源漏電壓變大會將M10的柵電壓抬高，使M10的柵電壓可以跟隨其源電壓增加；而M10柵源電壓的不變，可以保證電容充電時流過的電流[IB1=IM3]。

充電狀態(tài)下簡化小信號環(huán)路框圖如圖4所示，其中g(shù)M10、gM12為晶體管M10、M12的等效跨導(dǎo)，C3為M12漏極節(jié)點的寄生電容，RA、RB、RC表示對應(yīng)節(jié)點的等效輸出阻抗。

RA、RB、RC的表達(dá)式如下：

[RA=ro10∥1gM10RB=ro3RC=1gM9+ro15∥ro12] （4）

式中：roi為晶體管Mi（i=3，10，12，15）的本征輸出阻抗；gM9為晶體管M9的跨導(dǎo)。

充電反饋環(huán)路傳輸函數(shù)可簡化為：

[Hcharge（s）=TOUTTIN≈1+ro3CTs1+（ro3+1gM10）CTs·-gM12ro12∥（1gM9+ro15）1+（ro12∥（1gM9+ro15））C3s] （5）

由式（5）得，充電階段下環(huán)路傳輸函數(shù)[Hcharge（s）]的零極點分布為：

[ωz1=-1ro3CTωp1=-1（ro3+1gM10）CTωp2=-ro15+ro12+1gM9（ro15+1gM9）ro12C2] （6）

由式（6）可知，傳輸函數(shù)中包含一個左半零點、兩個左半極點，其中極點[ωp1]與零點[ωz1]靠近。該系統(tǒng)可近似為單極點系統(tǒng)，無需補償便可穩(wěn)定。在充電電流環(huán)路穩(wěn)定時，電容充電電流[IB1=IM3]，充電電流由充電管M3決定。從小信號框圖可以看出，M3漏極電壓VS變化為[VRampgM12R3]，充電電流源的源漏電壓變化顯著減小，避免了溝道調(diào)制效應(yīng)對充電電流源穩(wěn)定性的影響。同時，該結(jié)構(gòu)也優(yōu)化了振蕩器的電源抑制能力。

傳統(tǒng)RC振蕩器中一般充電時間在振蕩周期中所占的比重大，充電電流對振蕩頻率影響較大，充電管通常采用PMOS共源共柵結(jié)構(gòu)，源端接VDD，電源抑制能力較差。而圖3中電容充放電模塊采用了源端接地的充電管M3，電源擾動對充電管柵極和源漏的影響大大降低，這使得充電電流源的電源抑制能力得到了提升。

在放電階段，VCLK為高電平，VCLKB為低電平，開關(guān)管M4、M5、M13導(dǎo)通，M8截止。M7將CT下極板電壓VS拉高，M12導(dǎo)通阻抗減小，M9柵極電壓下降，M10處于截止區(qū)。由M7、M14、M8為電容放電，電容上極板的放電電流IB2由流過M11的電流I14和流過M11的電流I11組成。

放電階段下M7、M9～M14、CT和R16所組成的反饋環(huán)路能夠有效提高放電電流源的穩(wěn)定性。當(dāng)CT上極板電壓VRamp降低，晶體管M14源漏電壓下降，受溝道調(diào)制效應(yīng)的影響，I14減小時，放電電流IB2減小，VS電壓增大，晶體管M11柵電壓增加，輔助放電電流I11變大，放電電流IB2增大，形成負(fù)反饋，保證了放電電流[IB2=IM7]。

放電狀態(tài)下簡化小信號環(huán)路框圖如圖5所示， 其中RD、RE、RF表示等效輸出阻抗。

RD、RE、RF表達(dá)式為：

[RD=ro12∥ro15∥sC3+" " " " 1+gM12ro12∥ro15∥sC3ro11RE=ro14RF=R16+ro7] （7）

式中：roi為晶體管Mi（i=7，11，12，15）的本征輸出阻抗。

放電反饋環(huán)路傳輸函數(shù)可簡化為：

[Hdischarge（s）=TOUTTIN≈-gM12ro14（（ro7+R16）CTs+1）（ro14+ro7+R16）CTs+1] （8）

由式（8）得，放電階段傳輸函數(shù)[Hdischarge（s）]的零極點分布為：

[ωp3=-1（ro7+R16）CTωz3=-1（ro7+ro14+R16）CT] （9）

由式（9）可以看到，傳輸函數(shù)中包含了一個左半零點、一個左半極點，通過調(diào)整ro14和ro7的比例，將零點[ωz3]設(shè)置在帶寬外。該系統(tǒng)為單極點系統(tǒng)，同樣也無需補償。在放電電流環(huán)路穩(wěn)定時，電容放電電流[IB2=IM7]，放電管為M7。從圖5可知，M7的漏極電壓VS變化為[VRampgM12ro14]，放電電流源的源漏電壓變化減小，穩(wěn)定性得到了提升。

1.2" 偏置電流源模塊電路設(shè)計

偏置電流源模塊電路圖如圖6所示，其中包括啟動電路、正溫電流部分、負(fù)溫電流部分。該模塊通過將正溫度系數(shù)電流IPTAT與負(fù)溫度系數(shù)電流ICTAT合成[10]，得到較小的溫度系數(shù)電流，產(chǎn)生一個偏置電壓VBIAS提供給電容充放電模塊和比較器模塊。其中R2和R3選用溫度系數(shù)較小的金屬薄膜電阻。

偏置電流源模塊除了具有良好的溫度特性外，相較于傳統(tǒng)Wilder電流鏡，正溫電流部分還增加了M22和M25兩個晶體管，能夠提高該模塊的電源抑制能力[11]。例如當(dāng)電源電壓變大時，通過M22和M25抑制M23、M26的源漏電壓變化，減小了M22、M25因受溝道調(diào)制效應(yīng)影響而導(dǎo)致的正溫電流變化。電源上電啟動時，M18支路導(dǎo)通，將M20柵極節(jié)點電壓拉高，M20導(dǎo)通使正溫電流部分脫離簡并點。在正溫電流部分啟動完成后，M16導(dǎo)通，通過電流鏡拉低M20柵極電位，M20截止。至此啟動完成，M17產(chǎn)生偏置電壓提供到M22、M25柵極。

對于正溫電流部分，分析R1、M23、M26可以得到：

[VGS26-VGS23-IPTATR2=0] （10）

根據(jù)M23、M26的電流和柵源電壓關(guān)系可知：

[VGS26=VTHN+2IPTATμnCox（W26L26）] （11）

[VGS23=VTHN+2IPTATμnCox（W23L23）] （12）

式中：VTHN為NMOS管的閾值電壓；IPTAT為流過M23、M26的電流；μn為電子遷移率；Cox為晶體管的單位面積電容；W23、L23和W26、L26分別為晶體管M23、M26的柵寬和柵長。

整理式（11）、式（12）可以得到：[IPTAT=2μnCox（W23L23）R22W23L23W26L26-12] （13）

已知有效電子遷移率μn隨著溫度的升高而降低[12] ，電子遷移率μn常用的公式為：

[μn=μT0TT0-a] （14）

式中：[μT0]為參考溫度下的遷移率；[a]為相關(guān)遷移率指數(shù)。

結(jié)合式（13）、式（14），可以得到電流IPTAT為正溫電流的一階溫度系數(shù)的表達(dá)式：

[?IPTAT?T=aμnT·2μnCox（W23L23）R22W23L23W26L26-12] （15）

對于負(fù)溫電流部分，當(dāng)啟動完成后，M28處于亞閾值區(qū)，[ICTAT=VGS28R3]。對M28進(jìn)行分析可以得到：

[VGS28=nVTlnIPTATI01-exp-VDSVT+VTHN] （16）

式中：VTHN為負(fù)溫度系數(shù)，其變化程度大于[nVTlnIPTATI01-exp-VDSVT]，因此VGS12為負(fù)溫度系數(shù)，ICTAT為負(fù)溫度系數(shù)電流[13] 。通過調(diào)節(jié)正溫電流和負(fù)溫電流的比例，獲得一個與溫度系數(shù)較小且與電源電壓無關(guān)的偏置電流。

1.3" 比較器及寄存器模塊電路設(shè)計

比較器及寄存器模塊電路如圖7所示，其中包括比較器Comp1、Comp2，以及由反相器組成的寄存器。

比較器采用簡單的五管OTA結(jié)構(gòu)，因為輸入共模電壓不同，比較器Comp1采用NMOS管作為輸入管，比較器Comp2采用PMOS管作為輸入管，通過偏置電流源模塊產(chǎn)生偏置電壓VBIAS，到M0柵極得到偏置電流。該模塊中兩個比較器在充電階段結(jié)束和放電階段結(jié)束時依次工作。

2" 仿真結(jié)果

基于CMSC 0.18 μm BCD 工藝設(shè)計的RC振蕩器電路版圖如圖8所示，版圖面積為166 μm×219 μm。版圖布局上為減小失配，將電流偏置模塊放在版圖上方，比較器和寄存器模塊放在版圖中間，電容充放電模塊放在版圖下方，電容以及電阻放到了版圖的邊緣，且預(yù)留了Dummy以供流片后改版。

圖9為偏置電流模塊的仿真結(jié)果，在VDD=3.3 V，-40～125 ℃的溫度下，IPTAT的容差為1.048 μA，經(jīng)過ICTAT溫度補償后的電流IBIAS最大值為9.14 μA，最小值為8.06 μA，在全溫度范圍內(nèi)變化僅為0.08 μA。

圖10為振蕩器頻率?溫度特性仿真結(jié)果，顯示了當(dāng)VDD=3.3 V 時，溫度在-40～125 ℃內(nèi)的頻率變化。由圖10可以看到：在-40 ℃頻率處于最大值，為416.83 kHz；在125 ℃頻率處于最小值，為404.48 kHz。在全溫度范圍內(nèi)頻率為12.35 kHz，溫漂在3%以內(nèi)。

圖11為振蕩器電源抑制能力的仿真結(jié)果，顯示了在27 ℃、電源電壓VDD=2.7～3.8 V下的頻率變化。可以看到：在VDD=2.75 V時頻率處于最大值，為411.92 kHz；在VDD=3.8 V時，頻率最小值為411.46 kHz，電源電壓變化引起的頻率改變僅為0.119%。由此可知，該振蕩器擁有很高的電源抑制能力，這得益于電容充放電模塊采用NMOS管作為充電電流源，通過對電容下極板流過的電流進(jìn)行采樣，并引入負(fù)反饋對充放電電流源進(jìn)行動態(tài)調(diào)節(jié)，提高了充電電流源的穩(wěn)定性；且偏置電流源模塊相較于傳統(tǒng)Wilder電流鏡做出了改進(jìn)，也有一定的電源抑制能力。

本文所設(shè)計的振蕩器與其他文獻(xiàn)中振蕩器性能參數(shù)對比如表1所示。可以看出：通過將電容兩極板都接入電流源并引入負(fù)反饋，能夠有效提升電流源穩(wěn)定性，振蕩頻率隨電源電壓的變化僅為0.119%。

3" 結(jié)" 語

本文基于CSMC 0.18 μm BCD工藝，設(shè)計了一種低溫漂、高電源抑制能力的RC振蕩器，通過將電容兩端都接入電流源，在電容充放電模塊中引入負(fù)反饋，并結(jié)合偏置電流模塊的低溫度系數(shù)電流，提高了RC振蕩器中對電容充放電電流的穩(wěn)定性，使振蕩器的輸出頻率溫漂為3%，隨電源電壓的變化率僅為0.119%。所設(shè)計的振蕩器具有很強的電源抑制能力，能很好地滿足開關(guān)電源芯片中振蕩器的設(shè)計要求。

注：本文通訊作者為張瑛。

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