ＤＦＴ－ＳＯＦＤＭ導頻輔助信道估計低復雜度算法及仿真

摘要：提出一種復雜度低且性能良好的時頻二維信道估計方法，在空間信道模型(SCM)一發一收天線配置下的仿真結果與理想信道估計時的誤碼率僅相差約2 dB，而算法復雜度為估計符號長度的線性關系，較極大似然估計的冪次關系有極大的降低。

關鍵詞：離散傅里葉變換擴展正交頻分復用； 上行鏈路； 信道估計； 導頻輔助

中圖分類號：TP391．9文獻標志碼：A

文章編號：1001-3695(2007)12-0307-03

正交頻分復用(OFDM)技術具有較高的頻譜利用率和良好的抗頻率選擇性衰落的優點，受到多方贊譽，并被幾種通信系統所采用^[1，2]，是近幾年的研究熱點。但由于其自身的一個主要缺點，即峰均功率比(PAPR)較高，在作為上行鏈路的實現技術時，對作為發送端的移動臺的功率放大器提出了更高的要求。考慮到移動臺的設計費用、使用時間等實際情況，為了解決峰均功率比高這一問題，提出了離散傅里葉變換擴展正交頻分復用（DFT－SOFDM）^[3，4]技術。它屬于單載波正交頻分復用（SC－OFDM）技術，在保持正交頻分復用的主要優點基礎上，又較好地降低了峰均功率比問題。對于時間，頻率同步敏感問題可以直接采用OFDM中相應的解決方案。目前DFT－OFDM技術的研究還處于初始階段。Motorola等公司和研究中心都在抓緊時間研究此技術^[5，6]。信道估計技術作為獲得信道衰落參數的手段，是提高無線數據傳輸接收性能的關鍵技術之一。尤其在無線數據分組通信中，由于常常需要獲得每個數據幀經歷的信道狀態，信道估計扮演了至關重要的角色。目前提出的一些信道估計方法^[7~9]，大多基于最大似然估計(maximum likelihood estimation，MLE)方法，復雜度均較高，不適合實際應用。

1DFT－SOFDM系統模型

系統模型框圖如圖1所示。二進制數據首先由信道編碼器編碼后，經調制器(BPSK、QPSK、M－QAM)進行調制；再經過M點傅里葉變換(M－FFT)轉換為頻域信息后映射到各自所占用的子載波上；經過N點離散傅里葉反變換(N－IFFT)后(M＜N)完成并/串變換。為了避免符號間干擾加入循環前綴，經過D/A變換后，通過低通濾波器去除帶外干擾，送入射頻單元發送。信號經過時變衰落信道后，接收過程基本上與發送過程互逆，但增加了同步、時頻域補償和信道估計等單元。在子載波的占用方式上有兩類不同的方式，即局部式和分布式。其中分布式由于子載波間隔占用可提供一定的頻率分集增益效果。子載波占用方式如圖2所示。

1．1發送模型

圖3給出了上行鏈路中的基本子幀結構^[3]。LB為經過N點IFFT后的時域符號，SB長度為LB的一半，CP為循環前綴。從圖中可以看出，在每個子數據幀中共有兩個用做信道估計的導頻符號SB1、SB2。如果兩個導頻符號全部占滿則導頻占用量約為14．3%。為了降低導頻占用量，可以間隔插入導頻，其介紹可見2．1節。DFT－SOFDM同樣支持高效調制方式如64－QAM以達到高速的數據傳送。

2導頻輔助信道估計方法

導頻輔助信道估計方法主要解決兩個問題：導頻符號的設置，即導頻符號的域(時域、頻域、碼域)、量(占用量)等問題；信道估計算法，即采用何種算法能達到準確性高而復雜度低的要求。

2．1導頻符號的設置

從圖3的幀格式中可以看出，兩個短符號作為導頻和六個長數據符號時分復用。其中短符號為長符號長度的一半。這兩個導頻符號既可以用做信道估計，又可以用做信道質量標志，為系統資源分配和自適應編碼調制提供依據。在導頻設計方案中，基站需要接收相互正交的導頻序列以區分不同用戶及用戶的不同天線發送的導頻信息。其中共有三種不同方式，即時域正交方案、頻域正交方案和碼域正交方案。時域正交方案需要嚴格的定時控制，并且會帶來較高的峰均功率比。因此主要考慮頻域正交和碼域正交方案。在頻域正交方案中，導頻設計和數據占用載波方式一樣也有局部式和分布式兩種方式，可參考數據占用方式。又由圖3可知，短符號為長符號長度的一半，故在作IFFT時的點數也為長符號的一半。如在短符號的整個塊中導頻占滿整個帶寬，則導頻符號的資源占用量為14．3%，為了降低導頻資源占用量可間隔設置導頻，或間隔多點設置，如圖4所示。本章后面部分將有對多種占用量的導頻方式仿真性能的對比。另外一種正交方法為碼域正交導頻設計。它利用等幅自回歸(CAZAC)^[10~12]序列和分組擴散^[13]。但在實現碼域正交序列時每個數據塊都要加循環前綴，增加了循環前綴的占用量，碼域正交方案多用于CDMA系統中。

對于上述三種方案，本文選擇頻域正交導頻方式。并且由于分布式導頻分布于整個帶寬，能得到更準確的信道估計，本文采用分布式頻域正交導頻設置方案。

2．2信道估計算法

雖然最大似然估計算法具有較高的信道估計精度，但由于涉及到二維變量的求極值和矩陣求逆，運算復雜度較高。實際應用中，通常采用降階的近似估計方法，如奇值分解法、變換域法、濾波器分離法等。考慮到降低實現的復雜度，筆者采用導引符號輔助的，結合FFT變換域的二維(時域，頻域)線性內插信道估計方案。

估計器在頻域完成一維FIR濾波器；然后在時域上進行線性內插(圖5（a）)。首先估計導頻符號處的信道頻域值，設無線信道的頻率響應為

3仿真結果

將上面提到的信道估計方法應用于DFT－SOFDM仿真平臺，對系統性能進行仿真和研究。系統發送/接收框圖及子幀結構如圖1、3所示。假設同步及頻率偏差問題已經解決。2 GHz的載波頻率，帶寬為10 MHz ，長(短)符號子載波數為600 (300)個，IFFT點數為1 024(512)，子載波間隔為15 kHz，子幀長度為0．5 ms；采用局部式數據發送方式，導頻占用量為14．3%和7．14%兩種情況；信道采用第三代合作組織(3rd Generation Partnership Project)的TR25．996^[14] 協議中空間信道模型，選擇其中的車載(caseⅡ)情況，車速設為30、120 km/h。對下面兩種天線數配置情況進行仿真分析：一發一收未編碼、一發兩收Turbo編碼系統。

圖6、7分別為一發一收未編碼和一發兩收Turbo編碼情況下信道估計時BER和BLER性能線。其中ideal表示接收端已知信道信息時BER性能線。在一發一收未編碼系統中，當誤碼率(BER)為1%時，14．3%導頻占用量的信道估計性能與理想信道估計方法相差2 dB左右；7．14%方法比14．3%方法差0．5~1 dB。在一發兩收Turbo1/2編碼系統中，當誤符號率(BLER)為10%時，14．3%方法估計性能與想信道估計方法相差2~2．5 dB左右；7．14%方法比14．3%方法差0．5~1 dB。隨著移動臺速度的增加，當達到250 km/h以上時，信道估計性能變差，需要研究在高速移動臺的情況下的信道估計方法及導頻設置方案。

4結束語

本文闡述了以DFT－SOFDM為主要技術的下一代無線通信系統上行鏈路的系統模型，并主要研究了其中的信道估計問題。提出一種復雜度低且性能優良的導頻輔助信道估計算法，并進行了理論分析及仿真試驗。結果表明導頻占用量為14．3%時，在空間信道模型(SCM)一發一收天線配置下的仿真結果與理想信道估計時的誤碼率相差約2 dB；在7．14%的導頻占用量時亦能達到不錯的性能，且只利用頻域處理和一次線性內插。算法復雜度為估計符號長度的線性關系，較極大似然估計的冪次關系有極大的降低。同時這種導頻輔助方法也適用于其他寬帶無線通信系統。它較傳統的MLE、LS估計器簡單，在實際系統中將有廣闊的應用前景。

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