窄帶短波調制解調器發送端基帶數據流成形研究及關鍵技術探討

項劍鋒　吳海榮

摘 要：根據美軍標MIL-STD-110B，詳細分析了短波調制解調器發送端基帶數據流的形成。針對目前短波調制解調器工程應用中存在的不足及美軍標中值得研究的問題，討論了短波調制解調器設計中的注意事項；并針對短波信道CMA盲均衡，論述了其研究前景和目前遇到的技術障礙，分析指出短波信道盲均衡是短波調制解調器下一步重點研究的方向之一。

關鍵詞：短波調制解調器;格雷編碼;信道探測;數據加擾;信道盲均衡

中圖分類號：TN929.5文獻標識碼：B

文章編號：1004-373X(2009)05-047-03

Research of Baseband Data StreamFormation and Discussion of

the Key Technology in Narrow Band HF Modem

XIANG Jianfeng,WU Hairong

(Military Representatives Office of NED in Shenyang,Shenyang,110034,China)

Abstract：Based on MIL-STD-110B,the paper detailed analyses the formation of transmitting data stream of HF modem，and in allusion to the shortage in the engineering application of HF modem and the issue worthy of research,the direction for design and research of HF modem is discussed.At the same time,in relative to HF channel CMA blind equalization,the paper discusses its research foreground and technology obstacle,and points out that HF channel blind equalization is the next key research direction for HF modem.

Keywords：HF modem;Gray code;channel probe;data scramble;channel blind equalization

0 引 言

短波調制解調器分為單音串行和多音并行兩種工作模式。其中，單音串行模式還可分為固定頻率和跳頻兩種工作方式。固定頻率方式采用載波頻率為1 800±1 Hz，跳頻工作方式僅在系統數據處理上與固定頻率方式有所差別，其數據流形成流程與固定頻率模式基本一致［1,2］。本文主要針對單音串行固定頻率工作模式下短波調制解調器發送端基帶數據流成形展開研究。

參照美軍標MIL-STD-110B，在VF(語音頻段)范圍內工作的短波調制解調器數據率主要有：75 b/s,150 b/s,300 b/s,600 b/s,1 200 b/s,2 400 b/s和4 800 b/s。其中，4800 b/s不進行編碼，其工作狀態不穩定，是下一步研究設計的目標。短波調制解調器的數據流形成包括如下幾個階段：數據編碼、交織、格雷編碼、加擾、同步序列的發送、信道探測序列發送和用戶信息發送，各階段數據處理之間有所交叉。串行短波調制解調器采用8PSK調制方式，不管用戶采用何種信道速率，在基帶信號處理中，碼符號速率均為2 400 Baud。

1 發送端數據流程

1.1 數據編碼與交織

用戶數據輸出二進制信息至編碼器，對輸入數據進行糾錯編碼。糾錯編碼一般采用(7,［133 171］)的卷積編碼方式，所有數據率均采用不編碼或1/2碼率編碼，并重復相應次數，以達到相應的數據率。其中，4 800 b/s和2 400 b/s數據率時編碼輸出為4 800 b/s;1 200 b/s數據率時編碼輸出為2 400 b/s;600 b/s,300 b/s,150 b/s數據率時編碼輸出為1 200 b/s;75 b/s數據率時編碼輸出為150 b/s。

編碼輸出數據進入交織矩陣，有兩種交織方式長交織和短交織，其對應的時間常數分別為4.8 s和0.6 s或0 s;短交織一般是0.6 s。數據交織的存與取,以交織長度為單位處理，交織矩陣的規模與用戶數據率有關。同時，在等待交織長度數據過程中，系統發送同步數據序列，

供系統同步用。因此，系統同步的時間長度與交織長度一致。無交織即對發送數據流不進行交織處理，如用戶數據流為4 800 b/s時，不進行交織處理。關于交織存儲的具體實現算法，各種文獻可能有所差別，這里不做詳細討論，但其基本思想均是將發送相近的比特流分裂成發送距離遠的比特流。

1.2 修正格雷編碼

修正格雷編碼是為了當碼符號出現差錯時，只有1個bit數據傳輸出錯［3］。在短波調制解調器中，均采用8PSK的調制方式，為了將不同的用戶速率，均映射到2 400 Baud的信道速率，將4 800 b/s和2 400 b/s數據流每3個bit為一組，進行一次格雷編碼；將1 200 b/s和75 b/s數據流，每2個bit為一組，進行一次格雷編碼，對應調制為4PSK；600 b/s,300 b/s，150 b/s數據流，不進行格雷編碼，對應調制為BPSK。

1.3 發送數據流的形成

在調制解調器中，物理層發送的數據流包括同步信息數據流、用戶數據流和信道探測數據流，三者根據不同的時隙分配，選擇性發送。當用戶啟動數據發送時，根據用戶選擇的交織形式發送同步信息，同步信息的長度與交織深度一致。當同步系信息發送完畢后，數據流從交織矩陣中輸出，開始進入信息發送流程。在信息發送過程中由于需要加入信道探測信息，因此需要交替發送用戶信息和信道探測信息。

1.3.1 同步序列的發送

每次啟動數據發送時，均需要先發送同步數據。同步數據以段為單位，每段數據長度為200 ms，根據系統的交織深度，調整同步數據段的發送次數。同步數據段包括15個8進制數據，其內容包括同步識別信息、交織信息和同步發送次數計數。

信道探測與用戶數據發送的比例與用戶數據率有關。在用戶數據率為4 800 b/s和2 400 b/s 時，每16個信道探測符號后，發送32個用戶數據符號，探測符號與用戶數據符號的比例為1∶2；當用戶數據分別為1 200b/s,600b/s,300b/s,150b/s時，在每20個信道探測符號后，發送20個用戶數據符號，探測符號與用戶數據符號的比例為1∶1。

可見，用戶數據率越低，用戶信道探測的數據越長，通信也將越可靠。當用戶數據為75 b/s時，將不發送信道探測序列，而采取其他的技術手段，以確保通信的可靠性。

1.3.2 用戶數據的發送

對不同的波特率，由于插入的信道探測數據符號長度不等，用戶數據經過修正格雷編碼后，還要經過數據成形，以確保信道波特率為2 400 Baud。當用戶數據率分別為4 800 b/s,2 400 b/s時，數據流不變化。其他用戶數據率的映射方式可參見表1，實際上，其較低數據率對應較低的調制階數。

當用戶數據率為75 b/s時，采用發送正交波形模式，每2個比特數據映射成8位8進制數據，并重復4次。

1.3.3 數據與同步信息加擾

當發送數據流形成后，為了增加其抗白噪聲干擾的能力，對發送數據流加擾。針對用戶數據和信道探測數據的加擾，一般采用3抽頭的12位移位寄存器，選取特定的三抽頭輸出，生成8進制的偽隨機序列，與發送端數據進行模8和運算，生成加擾數據。每進行一次加擾運算，移位寄存器移位運算8次，再輸出新的偽隨機數據展開計算。每160個加擾數據后，移位寄存器復位至初始狀態。

數據加擾后，采用1 800 Hz的載頻，進行8PSK基帶調制及脈沖成形，生成基帶信號［4］。在射頻發射時，還要進行二次調制，將基帶信號調制到射頻段。關于信號基帶調制及脈沖成形等，相關參考文獻很多，在此不再討論。

2 關鍵技術探討

在短波數據調制解調器設計中，對不同的用戶數據率，信道符號速率均為2 400 Baud。發送同步序列與75 b/s的用戶數據時，數據波形采用正交形式，以提高接收端的可靠性；75～600 b/s時，實際采用的是BPSK;1 200 b/s時，采用QPSK;而2 400～4 800 b/s時，采用的是8PSK方式。顯然，波特率越高，調制階數越高，信道符號相似程度也越大，在經過信道及噪聲干擾的情況下，增大接收端的解調難度。

發送端數據流設計得是否合理，直接影響到接收端接收相應的系統同步、信道均衡、解調算法的效果，發送端數據流的設計，對短波調制解調器至關重要。針對目前短波調制解調器的基帶數據流形成方式和信道均衡方式，進行以下幾方面的改進和研究。

2.1 降低信道碼元速率方案研究

由于短波信道屬于時變色散信道，信道環境參數隨時間變化比較大，其直接影響是導致用戶通信頻率隨時間、地點而變化。在用戶數據率較低時，系統采用重復編碼的方式，降低編碼效率和調制階數，從而達到保持信道符號速率不變的目的。降低調制階數方案可取，但可否不進行重復編碼，而是通過降低信道符號速率來提高數據解調的可靠性，對此值得研究；同樣，在同步數據和用戶數據為75 b/s時，每個信道符號映射至32個調制符號，實際上這32個調制符號是某8個8進制數據的4次重復，那么，可否降低數據的重復次數，降低信道波特率來提高數據解調的可靠性，對此也值得考慮。

2.2 高階調制技術研究

目前，短波數據通信的數據率均很低，采用多音并行技術的調制解調器，最高的數據率能達到9 600 b/s，但信噪比要求達40 dB左右，難以工程實現［5］。在單音串行體制的短波調制解調器中，其數據率一般限制在4 800 b/s。在信道碼元速率不變的情況下，可研究引入高階調制，接收端配以相應的解調算法，以提高通信數據率。

2.3 短波信道盲均衡技術研究

為了使接收端能夠及時跟蹤短波信道的變化，現行的短波調制解調器一般采用判決反饋自適應均衡方式，在發送端周期性地插入已知的訓練序列配合下，以探測短波信道參數，完成信道的自適應均衡。美軍標MIL-STD-188-110B中，對較低速短波Modem規定數據傳輸時插入比例分兩種情況：對4 800 b/s,2 400 b/s訓練序列和數據的插入比為0.5；對1 200 b/s及以下速率插入比為1，這種傳輸方式極大地浪費了信道資源。

可考慮減少或消除信道探測序列，解調端采用全盲或半盲的信道均衡方式［6,7］，從而大幅度提高系統的數據率。目前，全盲均衡算法主要分為基于平穩信號的盲均衡(包括基于Bussgang性質的盲均衡算法和基于高階譜理論的盲均衡算法)、基于循環平穩信號的盲均衡和基于神經網絡理論的盲均衡算法等［8］。

其中，基于Bussgang性質的盲均衡算法中最具代表性的是恒模算法(Constant Modulus Algorithm，CMA)［9-11］，該算法韌性好，代價函數僅與接收信號的幅值有關，而與相位無關，算法實現簡單，但受無線信道時變特性造成的相位模糊影響，收斂速度慢。法國雷恩大學的研究小組基于多天線技術，應用CMA算法實現了時空域的盲均衡，在建立的9 kHz帶寬780 km短波信道試驗鏈路上實現了30 Kb/s速率的數據傳輸，傳輸了著名的LENA圖像［12］。CMA應用在短波信道上的主要問題是收斂速度和穩態誤差的問題，然而固定步長盲均衡器中收斂速度和穩態誤差是兩個相互制約的因素，這兩個性能指標之一的提高必須以犧牲另一個為代價，如何克服這一矛盾已成為亟待解決的問題［13-15］。信道盲均衡是無線信道目前最富有挑戰性和應用前景的信號處理研究方向。

3 結 語

基于目前窄帶短波串行調制解調器的技術實現方案，在分析其發送端數據流形成的基礎上，指出了系統設計中存在的疑問和值得研究的方向，并基于信道盲均衡技術的發展現狀，分析并論述了CMA算法在短波信道盲均衡中的應用前景和遇到的技術障礙。

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